感應耦合式鋰電池無線充電平臺設計研究-免費閱讀

　　

【正文】 電路中唯一可改變的就是互感M,當負載變化時，改變原邊線圈與副邊所有線圈的耦合系數，使得的值等于或(0 M接近的值，從而使原邊電路的能量發射線圈持續以或接近最大功率向副邊傳輸 ttr2 + RLi能量。而原、副邊 線圈的互感值也為固定值，見式（47)，可知，確保矣不變，只需確保/,不變，即原邊工 作于恒流源狀態。不管負載為電流型負載還是電壓型負載，采用互感模型來仿真原、副邊電路時，根據 電磁耦合關系式，可知：對于副邊，原邊相當于提供了一個理想交流電壓源，其大小為矣,只與原邊電路角頻率、互感值、原邊電流有關。實際的電路應用中，也不允許副邊線圈之間在磁力線方向上存在重疊， 即不能破壞其他接收線圈感應到磁通量。 具體到鋰電池無線充電平臺系統，由上文分析，考慮到多負載切入、切出時不影響系 統的頻率穩定性，原邊的能量發送線圈與副邊的能量接收線圈統統采用串聯補償方式，即 SS,本節先建立含兩個負載的系統電路數學模型，討論多負載系統的一些特點。 CH1通道使用了 10倍衰減，由圖可見，LC器件端電壓為正弦電壓，大小相等，相位預充電階段，此時電路特征與副邊空載時相似，原邊方波電壓稍有提高， 電路消耗功率為：恒流充電階段，保持原邊電流為標準電流，,實際充電 電流為450mA,電路消耗功率為：考慮該階段實際電壓增益為5 = —= ,充電效率為rj = = % (該 1 / 此時，原邊線圈電流為標準電流，副邊線圈感應電壓近似為正 弦波形，整流橋輸出直流電壓為+8V，計算副邊線圈空載時整個系統的空載損耗為：，取近似平均值4V)。 觀察第4路信號，可知對死區時間的設置，達到了預期效果。 平面螺旋線圈，原邊電路為下圖左邊實驗板，副邊電路為右上側實驗板，電路參數與設計 參數一致。此時，原邊電路的電流、電壓均為恒定值。當然，通過檢測原邊電路狀態，也可以判斷副邊 充電進行到的具體階段。鎖相環在鎖定諧振頻率時，根據SS補償特性，鎖相具有靈活性。上電鎖頻的順利完成，對后續過程至關重要。據此，由式（319)，取o?M = 15Q,即M = 24^H，則由式（318)得:oZ, =,則 ^=114講。考慮原邊線圈的發熱及原邊電路的電流應力，原邊交流電流不宜過大，設定/,峰值不超過1A，則有：(tyM)2 =^ (318)除了考慮原邊電路的電流應力外，原邊LC器件承受的電壓應力也需設定。分析可知，因耦合系數yte(o，i)，恒有 ^Vi + Vi^F所以上述解的形式可合并為：0g ^1 + ^Eo進y/2k 2 yjlk 2 yj2k一步考慮到耦合系數的實際取值不能太低，設定。出現此現象時，基于頻率跟蹤 的系統主電路處于不穩定狀態，不能正常工作。逆變電路采用半橋逆變，需要兩路互補控制信號。b) 給出fmin和fmax:，利用fmin決定R2和C1。推薦R1和R2范圍為：lOkD到1MQ。 在信號輸入端無信號或噪聲時，相位比較器的平均輸出電壓等于Vdd/2。Ri：電阻艮連接點。COMP,n：比較器的輸入端。為了不使 電路加載低通濾波器，VCO的輸入電壓接入源級跟隨器，其輸出端位于10號引腳。 =200fi。假定A、b端的端電壓為流過線圈的電流為/p，則有下式成 立：整理可得：Lp = L^+ L2+ 2M (33)L? 2M (35)再將a、b端連接，測定A、B端的自感值，記為L?。預充電時，預充電電流為Regulation Current的10%，即500/10=50mA，此時35等效直流電阻Rl可由8V/50mA=160n近似得出；恒流充電時，R,約為8V/500mA=16Q。表31 STAT管腳輸出特性工作狀態STAT輸出正在充電高電平充電完成低電平溫度警告或休眠模式尚阻當VCC跌落到低于BAT管腳電壓時，bq2057進入休眠模式，該特性可以防止在電源 電壓消失時充電電路對電池組的反向耗電。電路結構 為高壓側電流檢測時，將該管腳與VCC相連，或者電路結構為低壓側電流檢測時，將該 管腳與VSS相連，可以使補償功能禁止。VSS：接地端。 VCC：電源輸入端。當電池電壓降落到低于再充電門檻電壓VReH時，bq2057C將自動進入充電模式，開始 為電池再充電。 分析充電過程。全橋逆變電路中，VT,和VT2組成一橋臂，VT3和乂丁4組成另一橋臂，VT,、VT4導通時，VTVT3關斷；VT,、乂丁4關斷時，VTVT3導通，輸出為交流方波，幅度為2163。 即％正半周時，VT,和VT4導通，負載及承受正向電壓w2,；負半周 時，乂乃和乂乃導通，負載仍承受正向電壓w2，方向不變，即負載承受直流電壓。而且，輸出波形脈動大，使輸入電流包含大量直流分量。下文涉及到 頻率分叉現象時，再做詳細分析。通過以上分析，可以總結出如下結論：單邊補償比雙邊補償效果要差的多，表 現在其補償電容的形式均與線圈寄生電阻相關，以副邊補償時為最差。負載電流與負載阻抗存在關系，即無恒流源特性。忽略原、副邊的線圈寄生電阻，上式簡化為：由圖可知如下關系式：響一樣，可知有如下結果：令上式虛部為0，解得：此時有z2 = a, = 副邊對原邊的影響與副邊補償電容串聯時對原邊的影Rl解上式，得出：可知，在SP補償方式下，當忽略線圈寄生電阻時，原、副邊補償電容值的計算具有 最簡形，副邊對原邊的影響與副邊串補時一致，即副邊諧振時，其補償方式對原邊無影響。有如下關系式：雙邊補償要求原、副邊均工作于諧振狀態，即在某一工作頻率《下，副邊形成串聯諧 振，原邊也形成串聯諧振，則上式Z,、Z2的虛部均為0，可得出補償電容值如下：可知，補償電容具有最簡計算形式，而且不再與負載相關，僅與自身電路特性參數有 關。考慮原邊諧振，此時令式（232)虛部為0,解得C2 =^71 0可知使原邊諧振co k L2的副邊并聯補償電容值不存在，即在此種補償方式下，原邊電路不可能工作于諧振狀態。令/l=r2=0，考慮負載為純電阻，即尤=0時，上式整理為：一次側等效阻抗為：將上式整理為實部和虛部的形式，如下式所示：此時，補償電容值的選擇有兩種方式，一是補償副邊，使系統的副邊工作于諧振態， 二是補償整個電路，使系統一次側工作于諧振態。補償電容的計算公式很復雜，而且與負載狀況有關。單邊補償指的是僅僅在系統的原邊或者副邊有 補償電路，而另一側沒有。 為使平面線圈在垂直方向產生的磁場緊致均勻，同時又最大限度地利用平面面積，一 般采用正六邊形結構，相對單層線圈，3層的正六邊形重疊結構，層與 層的線圈中心錯開一定角度，可以產生更為均勻的平面磁場。0,考慮這樣的實際情況，則上式（25)進一步簡化為：可以看出，如果二次側的負載的阻抗角過大，則頻率的大小變化對效率的影響不再明 顯，如果負載為純電抗，則無論頻率如何變化，對效率都不再產生影響。為負載阻抗。，可分離變壓器的氣隙很大，這跟無線傳輸的距離有很大關系，一 次側和二次側的繞組系松耦合，耦合系數遠小于1，也即可分離變壓器的漏電感比普通變 壓器的漏電感要大的多，甚至漏電感大于勵磁電感，使用T型等效電路來分析，將產生較 大誤差。 芯的可分離變壓器。雙邊控制方式，就是反饋信號采樣于副邊的繞組電壓或電流，或者直接是負載端的電 壓或電流，經無線傳輸至原邊，原邊相應處理電路根據反饋值做出響應，從而調節原邊能 量發射端的傳輸功率，影響負載電路狀態，實現實時精準控制。也可以有多個供電回路， 分別供給多個負載，形成多對多的供電系統。這就需要在原邊加裝整流和逆變 電路，先將市電50Hz整流為直流，再把直流逆變為需要的高頻交流。本章將探宄小功率無線電能傳輸系統的電路拓撲，給出充電平臺的最優設計方案。4) 對原邊電流進行采樣，采樣后對電流信號進行轉換處理送入鎖相環電路或者UC3875， 采樣精度以及電流轉換處理電路是設計難點。對原、副邊電路參數的優化是重點。最 后制作樣機，驗證系統設計方案。企業方面，值得一提的是，無線充電聯盟成立于2008年12月17日，其使命是為了 促進市場廣泛釆用國際無線充電標準Qi。香港城市大學許 樹源教授研宄小組研制成功的“非接觸電池充電平臺”可同時對數個不同類型的電子產品 充電[5]。2012 年5月高通找上三星及SKTele，組成無線充電同盟（AFWP)，成為WPA的主要競爭 對手。而且，在電磁耦合中采用RFID技術來識別電力傳輸目標，可防止因誤加熱適 配器以外的金屬等而發生危險[8】。其2008年研發的產品體積縮小為07年的1/4左右， 模塊用在手機中，可提供5V/500mA電力，具有誤充電金屬檢測功能、溫度檢測功能和ID 識別功能等[8】。文獻[19]分析了雙負載時SS、SP補償下系統等效電路，推導了傳輸 效率與工作頻率的關系。 德國WAMPELER公司的200kW載人電動列車已經試車成功，軌道長度400m，氣隙 120mm，傳輸效率達到85176。國外對無線電能傳輸（Wireless Power Transfer)的研宄起步較早，大功率（幾千瓦到 幾百千瓦）多應用于軌道交通、電動汽車的無接觸實時供電場合，中小功率（幾十毫瓦到 幾百瓦）多應用于醫療、家電和便攜電子設備的無線充電領域[5]。感應式原理簡單，近距離傳輸效率可高達99%[4】，傳 輸距離在厘米量級間。基于上述情形，靈活、 安全、便利的無線電能傳輸技術的應用愈發顯得迫切和緊要。本人聲明所呈交的學位論文感應耦合式鋰電池無線充電平臺設計研究1緒論 電能的生產使用與當今人類社會的發展息息相關，已經成為人們生產生活不可或缺的 能量形式。事實上，早在1897年，著名物理學家Nikola Tesla就已經提出無線電能傳輸理論，目 前世界各地都仍有特斯拉線圈的愛好者。隨著傳輸距離的增大，效率急劇下降。就微波無線電能傳輸而言，1987年， 能量束，在離地面150米高度飛行20分鐘。/。文獻[20]建立了雙邊控制的電路拓撲結構，詳細分析了原邊高頻 逆變器的工作方式，副邊采用PWM控制方式。（來源：精工愛普生）美國Palm公司2009年上市的Palm Pre手機配有一款電磁感應無線充電底座 Touchstone,充電底座中放置有磁芯，配置的手機后蓋中有能量接收線圈。此外，適配器可根據各終端的種類改變性能指標，以應 對因終端不同而異的供電電壓、電流及極性，因此還可用于壁掛電視、照明裝置及揚聲器 等用途。另外蘋果公司也有意推動自家標準，無線充電協議標準進入多元競爭的格局。 —站式充電平臺同時給多個設備充電（來源：cityU)香港理工大學的王軍華博士對感應耦合無線電能傳輸和磁諧振耦合無線電能傳輸進 行了對比研究。截止2011年9月，WPC擁有來自行業各個細分 市場的96個成員，深圳桑菲消費通信有限公司為聯盟發起單位之一，積極參與了 Qi的制定工作，現為聯盟10家常務理事成員中唯 家中國企業[6】。本文研宄的鋰電池無線充電平臺，設計負載最多為3個，可同時實現對3個電池的無 線充電，,考 慮整機的電能傳輸效率，設定可接受最小值為60%，則能量發送端輸出功率最大值約為 10W。3)設計多負載鋰電池充電平臺，給出系統原理框圖，以兩負載為例，推導了原邊恒壓時、 原邊恒流時，原邊線圈的輸出功率隨負載電阻的變化關系，具體到鋰電池充電平臺系 統電路，給出了原邊恒流的控制方案，并與最大傳輸功率控制方案作比較，原邊恒流 實現了副邊線圈的解耦控制。5) 系統采用市電220V交流為供電電源，需要先整流，再高頻逆變，送入能量發射線圈， 需要整流模塊和斬波模塊。無線電能傳輸系統以可分離變壓器為核心【16】[33]，正是可分離變壓器的存在，將傳統電 能傳輸的電流回路分割為兩個回路，從而實現電氣隔離。可分離變壓器系松耦合，漏磁通很大，導致整個電能傳輸系統的功率因數低下，能量傳輸效率低。直流電源提供電能，經過DC/AC逆變電路 轉化為高頻交流電，經過補償電容，進入能量發射線圈，即可分離變壓器的原邊，經過電 磁耦合作用，可分離變壓器副邊接收到高頻交流電能，副邊的補償電路與副邊繞組構成諧 振電路，濾掉高次諧波，感應出正弦基波電能供給后續電路。需要指明的是，雙邊式控制方式中，反饋信號必須由副邊無線傳輸至原邊接收，具體方式可根據適用場合確定，比 如光電耦合、紅外傳輸、射頻，或者載波調制等，這樣，原邊至副邊能量的傳輸，副邊至 原邊信號的反饋，都通過無線方式實現，使得無線電能傳輸系統具有了名副其實的意義。 EE55型可分離高頻變壓器 對可分離變壓器的建模分析[18_22]，通常有兩種近似模型：普通變壓器的T型等效電路 模型和互感線圈模型[354G]。實際上，使用T型等效電路分析仿真可分離變壓器，僅適用于特殊場合，例如可 分離變壓器帶鐵芯或磁芯，氣隙很小，而且氣隙固定，一、二次側繞組無相對位移，變壓 器工作狀態無較大變化[31]。先討論傳輸效率/7與工作頻率/的關系。只有當負載為純 電阻或者阻抗角很小時，頻率與效率之間存在較為明顯的關系。雙邊補償則在原邊和副邊都裝設補償電路。電路穩定性較 差，不具有靈活性。補償電容為：此時一次側阻抗為感性阻抗，如下式所示：系統電壓增益為：考慮原邊諧振，此時有式（224)的虛部為0,解補償電容方程如下所示：其中/^171。上文討論了單邊補償的四種方式：原邊串聯、原邊并聯、副邊串聯、副邊并聯。雙邊諧振時，上式（233)簡化為：進一步得出如下式：可見，在SS補償方式下，補償電容具有最簡形，原、副邊在同一頻率下同時工作于 諧振態，負載電流不受負載大小影響，成為恒流源。 負載中流過的電流與原邊電流同相位，但大小與負載本身有關，不再為恒流源。計算公式復雜，涉及變量較多，在 對負載電流需要精確控制的場合，不宜采用PS補償方式。副邊串聯時會出現頻率