并網發電模擬裝置設計畢業設計說明書-wenkub

　

【正文】 lls is only 160MWp, only 4% of the national output of the year, only the world39。對于控制技術的研究是本文的重點。截止到 20xx 年底，我國光伏發電累計裝機容量也只有300MW。相對于風能、潮汐能、生物能、地熱能等可再生綠色能源光伏發電具有獨特的優勢。其可以作為獨立電源供電，也可以并網發電，具有很高的靈活性。 說明我國光伏發電還處于初始階段，光伏并網發電技術研究開發極具意義和經濟價值。通過對相位跟蹤方法的研究，最終采用軟件鎖相環技術來進行并網相位跟蹤控制；采用等面積算法實現 SPWM 控制；分析了多種最大功率點跟蹤（ MPPT）方法，著重分析了擾動觀察法的算法；同時 ,并應用數字采樣實現逆變器欠壓、過流保護。s current installed capacity of % in 20xx. As of the end of 20xx, China39。 It39。 PLL。隨著國家加大對光伏產業的扶持力度，光伏產業得到了飛速發展，使光伏發電的成本進一步的降低，達到了可規模應用的范圍 （如 上海崇明前衛村太陽能光伏電站 ） 。同時，對獨立 光伏發電也是適用的。 為此， 我國在 哥本哈根世界氣候大會提出了到 20xx 年實現單位國內生產總值能源消耗比 20xx 年降低 20%左右、到 20xx 年努力實現森林覆蓋率達到 20%、 2020 年可再生能源在能源結構中的比例爭取達到 16%等一系列目標 。據統計， 20xx 年全球光伏發電的平均成本是 美元 /千瓦時，到 20xx 年，平均成本將下降到 美元 /千瓦時。總之，隨著光伏發電成本的下降，實現平價上網已經為期不遠了。截止到 20xx年年底，全球太陽能電池累計安裝量已達到 。 因此，研究光伏發電并網技術具有廣闊的前景和實際的經濟價值。 因此在一般性的分析中 ， shs RIRU /)( ? 項可以忽略 。 (a)多方陣組合式 （ b）多方陣協作式 圖 新型拓撲結構 多方陣組合式拓撲：由若干個太陽能電池方陣經過各自的 DCDC 環節輸出到同一條直流母線上，作為同一個逆變器的輸入。當日落時，群控器發出命令，逐臺退出逆變器。從而大大增加系統的運行可靠性。多級式變換器必然帶來多次的能量損耗，變壓器的存在也加大的損耗，在低功率時對效率的影響更大，于是電路拓撲朝著單級無隔離式發展。其中主要集中在最大功率點跟蹤（ MPPT）、并網控制技術、并網功率因數矯正、市電并聯控制、孤島效應偵測與保護技術等。因此 MPPT 控制對并網 發電的效率影響很大。設計過程中最關鍵的兩個 部分：系統硬件的設計和控制軟件的編寫。逆變電路采用全橋逆變電路。因為所有的控制都是基于數字控制。 硬件設計是通過對設計要求的分析，對各種元器件的了解，而得出分立元件與集成塊的某些連接方法，以達到設計的功能要求。 本次設計的具體要求 隨著能源危機的進 一步加劇和光伏系統并網發電成本的持續降低 ，光伏并網發電技術應用越來越廣泛， 設計并制作 一個 48 伏直流電 并網發電模擬 裝置。 （ 5） 當 RS=RL=30Ω 時， 輸出 電壓 uo 的 失真度 THD≤ 5%。 ） A。因此，在設計方案時主要考慮逆變器的拓撲結構（如 圖 ） 。在效率上而言 ，高頻升壓變壓器的效率 一般可達 90%以上，而工頻升壓器則看其容量而定，大容量的可達 90%以上，小容量的則只有 50%左右。其控制目標是：控制逆變電路輸出的交流電流為穩定的高質量的正弦波，光伏發電并網控制與常規的逆變器控制不同的是： （ 1） 逆變器的輸出端連接電網，電網是一個擾動量； （ 2） 作為被控量 的并網 電流 必須 與電網同頻同相。微處理器 。 （ 5） 四通道 PWM。 （ 1） 中斷介紹 表 單片機的中斷源 向量號 程序地址 中斷源 中斷定義 1 $000 RESET 外部引腳電平引發的復位，上電復位，掉電檢測復位，看門狗復位，以及 JTAG AVR 復位 第 11 頁 共 50 頁 2 $002 INT0 外部中斷請求 0 3 $004 INT1 外部中斷請求 1 4 $006 TIMER2 COMP 定時器 /計數器 2 比較匹配 5 $008 IMER2 OVF 定時器 /計數器 2 溢出 6 $00A TIMER1 CAPT 定時器 /計數器 1事件捕捉 7 $00C TIMER1 COMPA 定時器 /計數器 1 比較匹配 A 8 $00E TIMER1 COMPB 定時器 /計數器 1 比較匹配 B 9 $010 TIMER0 OVF 定時器 /計數器 0 溢出 10 $012 TIMER1 OVF 定時器 /計數器 1 溢出 11 $014 SPI, STC SPI 串行傳輸結束 12 $016 USART, RXC USART， Rx 結束 13 $018 USART, UDRE USART 數據寄存器空 14 $01A USART, TXC USART， Tx 結束 15 $01C ADC ADC 轉換結束 16 $01E EE_RDY EEPROM 就緒 17 $020 ANA_COMP 模擬比較器 18 $022 TWI 兩線串行接口 19 $024 INT2 外部中斷請求 2 20 $026 TIMER0 COMP 定時器 /計數器 0 比較匹配 21 $028 SPM_RDY 保存程序存儲器內容就緒 外部中斷使用說明： 外部中斷通過引腳 INT0、 INT1 與 INT2 觸發。當外部中斷使能并且配置為電平觸發 ( INT0/INT1)，只要引腳電平為低，中斷就會產生。 下面著重介紹 16 為定時器的使用。在此模式下計數器不停地累加。但由于定時器中斷服務程序能夠自動清零 TOV1，因此可以通過軟件提高定時器的分辨率。如果事件間隔太長，必須使用定時器溢出中斷或預分頻器來擴展輸入捕捉單元的分辨率。與相位修正模式類似，相頻修正 PWM 模式基于雙斜坡操作。與單斜坡操作相比，雙斜坡操作可獲得的最大頻率要小。最小分辨率為 2 比特 (ICR1 或 OCR1A 設為 0x0003)，最大分辨率為 16位 (ICR1 或OCR1A 設為 MAX)。圖中給出了當使用 OCR1A 或 ICR1 來定義 TOP 值時的相頻修正 PWM 模式。比較匹配發生時， OC1x 中斷標志將被置位。 改變 TOP 值時必須保證新的 TOP 值不小于所有比較寄存器的數值。因此輸出脈沖為對稱的，確保了頻率是正確的。 工作于相頻修正 PWM 模式時，比較單元可以在 OC1x 引腳上輸出 PWM 波形。輸出的 PWM 頻率可以通過如下公式計算得到： T O PN ff c lkO C R x P F C P W M *2? (32) 變量 N 代表分頻因子 ( 6 256 或 024)。器件還支持 16 路差分電壓輸入組合。 如果使用 200x 增益，可得到 7 位分辨率。 。逆變電路根據直流側電源性質不 同可以分為兩類：直流側是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側為電流源的稱為電流型逆變電路。直流側的電壓基本無脈動，直流回路呈現低 阻抗。 我們只采用單相全橋結構不考慮半橋的情況 。半橋電路的 Ou ，幅值高出一倍 dm UU ? 。 電流型逆變電路 直流電源為電流源的逆變電路 —— 電流型逆變電路。 （ 3） 直流側電感起緩沖無功能量的作用，不必給開關器件反并聯二極管。1VT 、 4VT 和 2VT 、 3VT 以 1000～ 2500Hz 的中頻輪流導通，可得到中頻交流電。 C 和 L、 R 構成并 聯諧振電路，故此電路稱為并聯諧振式逆變電路。 t1t2： 1VT 和 4VT 穩定導通階段， dO Ii ? ， 2t 時刻前在 C 上建立了左正右負的電壓。 4 個晶閘管全部導通，負載電壓經兩個并聯的放電回路同時放電。 Oi 在 3t 時刻，即 21 VTVT ii ? 時刻過零， 3t 時刻大體位于 2t 和 4t 的中點。 數量分析： 忽略換流過程， Oi 可近似成矩形波，展開成傅里葉級數 (39) 基波電流有效值 (310) 負載電壓有效值 OU 和直流電壓 dU 的關系（忽略 dL 的損耗，忽略晶閘管壓降 ） (311) 主逆變電路 設計分析 本次設計采用全橋逆變電路，如圖 圖 主逆變電路 在前面已經知道 光伏電池的等效模型為電流源。 為了能實現并網 ， 則逆變橋 在最小電壓 25V 輸入仍能通過變壓器升壓到 312V 的幅值。 由于沒有買到合適的型號，暫用 IRF540 代替（ 100V， 28A）。 SPWM 即正弦波脈寬調制，其脈沖寬度按正弦波規律變化和正弦波等效。 （ a） （ b） 圖 SPWM 調制波形 （ a） 單極性調制 波型 （ b）雙極性調制波型 第 19 頁 共 50 頁 在雙極性 SPWM 控制方式中，同一相上、 下兩個臂的驅動信號都是互補的。 而單極性則不存在此類問題。在調制信號的半個周期內，輸出脈沖的個數不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱。因此，在采用異步調制方式時的高頻段，希望盡量提高載波頻率。當變換器輸出頻率很低時，因為在半周期內輸 出脈沖的數目是固定的，所以由 SPWM 調制而產生的諧波頻率也相應降低。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產生不利影響。因此， SPWM 的開關頻率愈高，諧波含量愈少。因此，選擇適當開關頻率非常重要。 SPWM 驅動電路 在功率變換裝置中，根據主電路的結構，其功率開關器件一般采用直接驅動和隔離驅動兩種方式。它兼有光耦隔離（體積小）和電磁隔離（速度快）的優點，是中小功率變換裝 置中驅動器件的首選品種。 5V的偏移量；工作頻率高，可達 500kHz；開通、關斷延遲小，分別為 120ns 和 94ns；圖騰柱輸出峰值電流為 2A。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅動電源的數目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。當 INH為高電平時 1MV 開通， 2MV 關斷， 1CV 加到 1S 的門極和發射極之間， 1C 通過 1MV ， 1gR 和1S 門極柵極電容 Cgc1 放電， 1gcC 被充電。如此循環反復。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管 。 其相關參數 gQ =72nC。 電路結構如圖 第 23 頁 共 50 頁 圖 過零檢測電路 其中，采用 10k 電阻進行電流保護，采用 5 伏穩壓二極管進行電壓保護。 當 AD 的參考電壓為 +5V，則 被測電量的最大允許值要相應地轉換成小于 +5V 的 AD 輸入信號，這樣才能實現過流，過壓保護。總體的應用軟件設計如圖 主程序 主程序的任務是初始化各個功能模塊和分配寄存器空間、生成基準 SPWM 表格 。鎖相環就是一個閉環的相位控制系統，能夠自動跟蹤輸入信號的頻 率和相位。 隨著大規模集成電路發展和應用，出現了數字式鎖相環 (DPLLDigital PLL)和將 PD、開始 分配寄存器和生成基準 SPWM 表格 初始化 I/O 口、 T/C0 定時器 T/C1 定時器和外部中斷 判斷保護位，是否置位 N 關機 Y 圖 主程序流程圖 第 27 頁 共 50 頁 VCO、可編程計數器等集成于一個 IC 的混合鎖相環 (HPLLHybrid PLL)。其基本組成如圖 所示，在電網電壓正常時，則選用電網電壓過零信號作為同步信號來做頻率修正和檢測相位差再來做 鎖相過程的超調量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網逆變器的穩定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。而隨著 DSP 等微處理器發展起來的軟件鎖相環 (SPLL,SoftPLL)不但解決 APLL 方法的不足，而且還降低了成本，因此得到廣泛的應用。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號 acV和 VCO 的輸出 outV ，鑒相器的輸出為誤差信號，該信號為和 outV 相位差的線性函數。 主程序 采用 T/C0 定時器實現鎖相環控制 AD 采樣程序，并實現欠壓、過流保護 采用 T/C1 定時器實現SPWM 控制 MPPT 控制 圖 應用軟件的整體設計 第 26 頁 共 50 頁 鎖相環控制 算法的 實現 因為逆變器并網工作，對逆變器不僅要求控制輸出電流值跟隨基