自適應均衡器的研究與仿真設計畢業論文(存儲版)

　　

【正文】 qrt(2*pi)*(exp(50*(e^2/2)))))。mse_av=mse_av/m。)。在論文定題期間，是江老師幫我解決了一些困惑；在后期自適應均衡器仿真實驗中，得到了陳老師的耐心指導。感謝王老師對我的關懷指導，正是王老師的耐心與理解，使我能夠做自己想做的東西，同時也是由于王老師的嚴謹與引導，使我的論文得以順利進行。hold onscatterplot(x,1,0,39。 mse_av=mse_av+mse。 z(i)=c*y39。 % R2=sqrt(2)。 mse_av=zeros(1,nL+1)。 %u=。信道均衡是通信系統中一項重要的技術，能夠很好的補償信道的非理想特性，從而減輕信號的畸變，降低誤碼率。分析了各種均衡器結構，并對其進行了比較。 自適應均衡器仿真利用上面給出的LMS 算法和第三章給出的橫向結構均衡器，用matlab對LMS 算法進行了仿真,仿真所用的調制信號為4QAM調制信號，信道參數為〔,〕。+ 自適應FIR濾波器令 （42）表示濾波器在n時刻的誤差,并定義均方誤差 （43） 為代價函數。由于均衡器輸出應該在適當的選通時間內唯一地表示各自的辛格脈沖，因而自適應只許在選通時間內進行，這可用與發射信號同步的閘門脈沖對誤差信號e(k)選通來實現。自適應調整也解決了信道本身未知，時變的特性所帶來的困難。線性格型均衡器對于無法大致估計信道從而對均衡器的階數多少難以判斷的時候是非常適用的，但是這種均衡器結構復雜，難以實現。 具有間隔接收機的單信道基帶模型現在，接收信號r(t)以“分數間隔”采樣，則采樣后的接收序列為 (321)在以上兩式及后面的各式中，用n標識波特間隔，用k標識分數間隔。完全均衡的另外一個條件是：描述均衡的方程組必須是唯一確定的，即描述線性方程組的矩陣必須滿秩。對時變信道系統的最佳接收是采用匹配濾波器和一個間隔抽頭的均衡器。這一信號在接收機端即可用速率 （315）采樣，若,則得到間隔的均衡器。 分數間隔均衡器(FSE)在前面討論的各種均衡器結構中，均衡器抽頭之間的間隔為碼元間隔（也稱波特間隔），故常稱之為波特間隔均衡器(bang rate equalizer)．換言之，這種均衡器使用碼率〔 也稱波特率〕對輸入和輸出信號采樣，所以又稱碼率均衡器(symbol rate equalizer).但是，波特間隔均衡器性能并不理想。其作用和原理與前面討論的線性橫向均衡器類似。但是如前面所討論的那樣，格型均衡器的結構比較復雜，實現起來困難，從而限制了格型均衡器在數字通信中的應用。這種格型濾波器具有共扼對稱的結構：前向反射系數是后向反射系數的共扼。實際使用中，均衡器系數可通過迫零準則(MMSE)獲得。在實際應用中，期望信號是未知的，否則也就失去了通信的意義。所以，均衡器可以采用自適應信號處理的相關算法，以實現高性能的信道均衡，這類均衡器稱為自適應均衡器。另一方面，如果d (t）反饋回來調整均衡器，則為非線性均衡。均衡器一般被放在接收機的基帶或中頻部分實現，基帶包絡的復數表達式可以描述帶通信號波形，所以信道響應、解調信號和自適應算法通常都可以在基帶部分被仿真和實現。首先，發射機發射一個已知的定長的訓練序列，以便接收機處的均衡器可以做出正確的設置。這也是消除碼間干擾的基本思想 由和之間的關系可知，如何形成合適的波形，實際上就是如何設計特性的問題。第二項是除第個碼元以外的其他碼元的波形在第個抽樣時刻上的總和，它對當前碼元的判決起著干擾的作用，所以稱為碼間干擾值。 ，可以得出常用的通信信道數學模型為 （222）式中s(t)是傳輸信號，是信道的沖擊響應，是功率譜為的加性高斯白噪聲。除此之外,信道的加性嗓聲同樣會對信號傳輸產生影響。因 的細小變化就會使射頻信號變化弧度，兩條射線時而同相相加，時而反相抵消，故合成信號的幅度發生大起大落。相應有 （27） （28）當時,出現幅度峰值，相應有 （29） （210）因為是隨時間變化的,故峰值和谷點在頻率軸上的未知也將隨著時間不斷移動。 兩種變化的原因是截然不同的。如果在信號頻帶內，(w)不是頻率的線性函數，即(w)不是常數，那么信號的各個頻率分量通過信道后將產生不同的時延，從而引起波形失真。根據以上描述，其輸出信號是 （21）式中代表輸人信號x(t)的線性或者非線性變換，n(t)代表加性噪聲。 信道任何一個通信系統可視為由發送設備、信道與接收設備三大部分組成。第二章介紹了信道的特性，碼間干擾及自適應均衡的原理和特點。如果判決信號不作為均衡器的反饋信號，這樣的均衡器稱為線性均衡器；相反，如果判決信d(k)在輸出的同時又被反饋回均衡器的前端,這樣的均衡器叫做非線性均衡器。1970年,Brady提出分數間隔自適應均衡器方案。 自適應均衡的研究發展概況 均衡技術最早應用于電話信道，由于電話信道頻率特性不平坦和相位的非線性引起時間的彌散，使用加載線圈的均衡方法來改進傳送語音用的雙紋線電纜的特性。數字信號經過這樣的信道傳輸以后，由于受到了信道的非理想特性的影響，在接收端就會產生碼間干擾(ISI)，使系統誤碼率上升，嚴重情況下使系統無法繼續正常工作。采用適當有效的自適應均衡技術, 可以克服數據傳輸在頻帶利用率、誤碼率性能以及傳輸速率上的許多缺點。自適應均衡能夠自動的調節系數從而跟蹤信道，成為通信系統中一項關鍵的技術。校正可以從頻域和時域兩個不同的角度考慮：在頻域校正稱為頻域均衡，它是通過調整均衡器使信道和均衡器總的頻譜特性符合理想低通特性或等效低通特性，從而實現無碼間干擾傳輸，若從時域考慮問題，它是以奈氏第一準則為依據，通過調整濾波器抽頭系數，在時域波形上把畸變了的信號校正為在取樣點上無碼間干擾的波形，我們把這種均衡稱為時域均衡。Lucky對自適應均衡器的研究作了很大的貢歉。1978年, Falconer和Ljung介紹了快速卡爾曼算法的一種修正, 從而將其計算復雜性簡化到可與簡單的LMS算法比較的程度。其中抽頭延遲的線性濾波器結構是均衡器結構中最簡單最常用的模型。第五章講述了自適應均衡器的實現。它允許信號通過同時又給信號以限制和損害。下面分別討論他們的特性及對數據傳輸的影響。這種帶限信道對數字信號傳輸的主要影響是引起碼元波形的展寬，從而產生碼間干擾。（1） 兩條射線的多徑為了便于明確多徑傳播效應，首先討論雙射線多徑信道。主要問題是信號電平隨機起伏，在某些時間下降到指定的門限以下，甚至導致通信暫時中斷。考慮到 （212） （213）且有理由假定是與時間無關的常數，式(211)可變成 （214）式中，而對信號傳輸是無影晌的，故可得信道傳輸函數為 （215） 這里,.而 （216） （217）從某一時刻去觀察，,均為N 個零均值獨立的隨機變量之和。因此，通常近似認為通信系統的噪聲是加性高斯白噪聲(AWGN)，其雙邊功率譜密度為 （220）自相關函數為 （221）式（221）說明，零均值高斯白嗓聲在任意兩個不同時刻的取值是不相關的，因而也是統計獨立的。發送濾波器 信道 接收濾波器 抽樣判決器 圖中,為發送濾波器的輸入符號序列,在二進制情況下,取值為0,1或1,+,假設所對應的信號的間隔為,強度由決定的單位沖擊序列,即 （223）此信號激勵發送濾波器時,發送濾波器的輸出信號為 （224）式中， ”是卷積符號；是單個作用下形成的發送波形，即發送濾放器的單位沖擊響應。 由于碼間干擾和隨機嗓聲的存在，當加到判決電路時，對取值的判決可能判對，也可能判錯。 自適應均衡的原理和特點理論和實踐證明，在數字通信系統中插入一種可調濾波器可以校正和補償系統特性，減少碼間干擾的影響。這樣就可以在收到訓練序列后，使得均衡器的濾波系數已經接近于最佳值。概述了自適應均衡的一般原理和特點。如果接收機中判決的結果經過反饋用于均衡器的參數調整，則為非線性均衡器；反之，則為線性均衡器。本章在最后闡述分數間隔均衡器，并和碼元間隔均衡器在性能上加以比較，給出一個例子并對其做了計算機仿真。……….….…….,也就是；表示均衡器輸入信號矢量,則輸出信號可表示為 (31)式中上角“T”表示矩陣的轉置.由式(31)可以看出，輸出序列的結果與輸入信號矢量和均衡器系數矢量有關。在MMSE準則下，均衡器抽頭對加性嗓聲和信道畸變均進行補償，補償包括相位和幅度兩個方面；而基于迫零準則的LTE忽略噪聲的影響。因為實際中，信道特性無法知道，所以也就難以估計需要的濾波器階數。判決反饋均衡的基本方法就是一旦信息符號經檢測和判決以后，它對隨后信號的干擾在其檢測之前可以被估計并消減。FFF 通過使用未來時刻的碼元消除ISI，具有M個抽頭的FBF則通過使用過去時刻的碼元從當前估計值中消除ISI，即FFF抑制前向干擾，而FBF抑制后續干擾。從頻域角度看，我們很容易分析碼元間隔均衡器的局限性。在許多實際應用中，經常使用間隔的均衡器。間隔均衡器與相比較，具有同樣抽頭系數的FSE（總時間跨距為間隔均衡器的一半）性能優于或相同于間隔均衡器。但是對于一個間隔的分數間隔均衡器．滿秩的條件意味著子信道之間沒有公共根，此條件常稱之為“子信道差異”條件，這兩個條件也說明，分數間隔均衡性能要比碼元間隔均衡器性能更好。判決器 根據前面的討論可以得出,整個均衡器的輸出為 (325)于是用于更新均衡器系數的誤差序列為