[工學]現代電子測量技術(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 ， 會導致信號的幅度損耗和頻率偏移 。 為避免因此引起的測量誤差 ， 分辨率帶寬 RBW、 視頻帶寬 VBW、 掃描時間 ST及 掃描寬度 Span應當聯動設置 。 參數之間的相互關系（續 1） ? VBWRBW時： ST不受視頻濾波器的影響 。 此時 ， 中頻濾波器的響應時間僅與 RBW2成反比： )( 2 V BWRBWRBWS panKST ??其中 K為比例因子 ， 取值與濾波器類型及其響應誤差有關 。 例如： 4級或 5級級聯的模擬濾波器 ， K取；高斯數字濾波器 ， K可取值 1甚至小于 1 ? VBWRBW時：所需的 STmin受限于視頻濾波器的響應時間 。 VBW越大 ， 視頻濾波器的響應越短 ，ST相應也越小 ， VBW與 ST成線性反比 。 參數之間的相互關系（續 2） ? 默認的 VBW設置原則 ：在保證不增加 ST的前提下盡最大可能實現濾波平均 。 當 K= ， 應有 RBW/VBW≤1；若使用數字濾波器（ 取 K=1 ） ， 為 了 確 保 視 頻 濾 波 器 的 穩 定 ， 應有RBW/VBW≤。 ? 參數部分聯動設置的經驗公式 正弦信號測量 —— RBW/VBW=~1 脈沖信號測量 —— RBW/VBW= 噪聲信號測量 —— RBW/VBW=9 參數之間的相互關系（續 3） ? 輸入衰減 、 中頻增益 、 參考電平 頻譜儀的幅度測量上限由允許輸入的最大電平決定 ，下限取決于儀器固有噪聲或本底噪聲 。 因為放大 、 檢波及A/D轉換器件的動態范圍都很小 ， 不可能在同一次測量的設置下同時達到這兩個限制 。 用戶會根據不同需要選擇最大顯示電平 （ 參考電平 ） ， 輸入衰減 、 中頻增益是兩個決定性因素 。 參數之間的相互關系（續 4） 輸入信號過大可能導致第一混頻受損 ， 因此高電平輸入必須衰減 ， 衰減量取決于第一混頻及其后續部分的動態范圍 。 混頻器電平過高 ， 失真產生的頻率分量將會干擾正常顯示；衰減量過大則會導致信噪比降低 ， 減小動態范圍 。因此 ， 輸入衰減及中頻增益的選擇需折中考慮 。 實際應用中 ， 即使參考電平非常低 ， 通常也會將輸入衰減設置為最小值 （ 如 9dB） ， 以獲得較好的匹配 ， 提高幅度測量精度 。 外差式頻譜儀的主要性能指標 ? 輸入頻率范圍 ? 頻率掃描寬度 ? 頻率分辨率 ? 頻率精度 ? 掃描時間 ? 相位噪聲 /頻譜純度 ? 幅度測量精度 ? 動態范圍 ? 靈敏度 /噪聲電平 ? 本振直通 /直流響應 ? 本底噪聲 ? 1dB壓縮點和最大輸入電平 頻率指標 幅度指標 頻率指標 ? 輸入頻率范圍 頻譜儀能正常工作的最大頻率區間 ， 由掃描本振的頻率范圍決定 。 現代頻譜儀的頻率范圍通常可從低頻段至射頻段 ，甚至微波段 ， 如 1KHz~4GHz。 ? 頻率掃描寬度 （ Span） 另有分析譜寬 、 掃寬 、 頻率量程 、 頻譜跨度等不同叫法 。通常根據測試需要自動調節 ， 或人為設置 。 掃描寬度表示頻譜儀在一次測量 （ 也即一次頻率掃描 ） 過程中所顯示的頻率范圍 ， 可以小于或等于輸入頻率范圍 。 頻率指標（續 1） ? 頻率分辨率 （ Resolution） 表征了將最靠近的兩個相鄰頻譜分量分辨出來的能力 。主要由中頻濾波器的帶寬 （ 即 RBW） 決定 ， 但最小分辨率還受本振頻率穩定度的影響 。 對濾波式頻譜分析儀而言 ， 中頻濾波器的 3dB帶寬決定了可區分的兩個等幅信號的最小頻率間隔 。 如果區分不等幅信號 ， 分辨率就與濾波器的形狀因子有關 。 現代頻譜儀通常具有可變的 RBW， 按照 139或 125的典型步進變化 。 最小的一檔 RBW值就是頻率分辨率指標 ， 如90Hz。 頻率指標（續 2） ?頻率精度 即頻譜儀頻率軸的讀數精度 ， 與參考頻率 （ 本振頻率 ）穩定度 、 掃描寬度 Span、 分辨率帶寬 RBW等多項因素有關： ?????? ??????????? CH zBRBWNS panAS panff r e fx %1%?其中： Δf—— 絕對頻率精度 ， 單位 Hz； ?ref—— 參考頻率 （ 本振頻率 ） 相對精度； fx—— 頻率讀數；N—— 完成一次掃描所需的頻率點數； A%——Span的精度 ， B%—— RBW的精度 ， C—— 頻率常數 。 不同的頻譜儀有不同的 A、 B、 C值 。 頻率指標（續 3） ?掃描時間 （ Sweep Time， 簡作 ST） 即進行一次全頻率范圍的掃描 、 并完成測量所需的時間 ， 也叫分析時間 。 通常掃描時間越短越好 ， 但為保證測量精度 ， 掃描時間必須適當 。 與掃描時間相關的因素主要有頻率掃描范圍 、 分辨率帶寬 、 視頻濾波 。 現代頻譜儀通常有多檔掃描時間可選擇 ， 最小掃描時間由測量通道的電路響應時間決定 。 頻率指標（續 4） ?相位噪聲 /頻譜純度 相位噪聲簡稱相噪 ， 是頻率短期穩定度的指標之一 ，反映了極短期內的頻率變化程度 ， 表現為載波邊帶 ， 所以也稱邊帶噪聲 。 通常用在源頻率的某一頻偏上相對于載波幅度下降的 dBc數值表示 ， 如在 9KHz頻偏處＜－ 90dBc。 相噪由本振信號頻率或相位不穩定引起 ， 還與分辨率帶寬有關： RBW減小 ， 相噪相應降低 。 有效設置頻譜儀參數可使相噪達到最小 ， 但無法消除 。 相噪也是影響頻譜儀分辨不等幅信號的因素之一 。 幅度指標 ? 幅度測量精度 有絕對幅度精度和相對幅度精度之分 ， 均由多方面因素決定 。 絕對幅度精度 是針對滿刻度信號的指標 ， 受輸入衰減 、中頻增益 、 分辨率帶寬 、 刻度逼真度 、 頻響及校準信號本身的精度等的綜合影響； 相對幅度精度 與測量方式有關 ， 在理想情況下僅有頻響和校準信號精度兩項誤差來源 ， 測量精度可以達到非常高 。 儀器在出廠前要經過校準 ， 各種誤差已被分別記錄下來并用于對實測數據進行修正 ， 顯示出來的幅度精度已有所提高 。 幅度指標（續 1） ? 動態范圍 （ Dynamic Range） 即 同時可測 的最大與最小信號的幅度比 。 動態范圍受限于輸入混頻器的失真特性 、 系統靈敏度和本振信號的相位噪聲 ， 其上限由頻譜儀的非線性失真決定 。 ? 靈敏度 /噪聲電平 頻譜儀在特定的分辨率帶寬下 ， 或歸一化到 1Hz帶寬時的本底噪聲 ， 常以 dBm為單位 。 靈敏度指標描述了頻譜儀在沒有輸入信號時因內部噪聲而產生的讀數 ， 常用最小可測的信號幅度來代表 ， 數值上等于顯示平均噪聲電平 （ DANL） 。 幅度指標（續 2） ? 本振直通 /直流響應 因頻譜儀 本振饋通 而產生的直流響應 。 對這種零頻響應的電平 ，通常用相對于滿刻度響應的 dB數度量 。 頻譜儀的低端頻率距零頻較遠（ 如 90KHz） 時 ， 該指標可以略去 。 實際混頻器會產生本振和射頻信號 。當本振頻率與中頻的中心頻率相同或非常接近時 ， 這個對應于零頻（ 直流 ） 輸入的本振信號將通過中頻濾波器 ， 即本振饋通 。 ? 本底噪聲（ Noise Floor） 即來自頻譜儀內部的熱噪聲 ， 也叫噪底 ， 是系統固有噪聲 ，也是頻譜儀靈敏度的量度 。 本底噪聲會導致輸入信號信噪比下降 ， 它在頻譜圖中表現為接近顯示器底部的噪聲基線 ， 常以dBm為單位 。 幅度指標（續 3） ? 1dB壓縮點和最大輸入電平 1dB壓縮點 ：在動態范圍內 ， 因輸入電平過高而引起的信號增益下降 1dB時的點 。 1dB壓縮點表明了頻譜儀過載能力 。通常出現在輸入衰減 0dB的情況下 ， 由第一混頻決定 。 輸入衰減增大 ， 1dB壓縮點的位置將同步增高 。 為避免非線性失真 ，所顯示的最大輸入電平 （ 參考電平 ） 必須位于 1dB壓縮點之下 。 最大輸入電平 反映了頻譜儀可正常工作的最大限度 ， 它的值一般由通道中第一個關鍵器件決定： 0dB衰減時 ， 第一混頻是最大輸入電平的決定性因素；衰減量大于 0dB時 ， 最大輸入電平的值反映了衰減器的負載能力 。 付里葉分析儀 ? FFT分析儀的原理 ? FFT分析儀的實現 ? FFT分析儀與外差式頻譜分析儀 付里葉分析儀將輸入信號數字化 ， 再對時域數字信息進行 FFT變換以獲得頻域表征 ， 屬于數字式頻譜儀 。 由于采用微處理器或專用集成電路 ， 速度明顯超過傳統的模擬式掃描頻譜儀 ， 能進行實時分析；但它同時受 A/D轉換器件的指標限制 ， 通常帶寬是有限的 ， 工作頻段較低 。 FFT分析儀原理 ? FFT分析儀原理及組成 輸入信號首先經過可變衰減器以提供不同的幅度測量范圍 ， 然后經低通濾波器除去儀器頻率范圍之外的高頻分量 。 接下來對信號進行時域波形的采樣和量化 ， 轉變為數字信息 。 最后由微處理器利用FFT計算波形的頻譜 ， 并將結果顯示出來 。 RF輸入LOfLADC DDC FFT 處理顯示LP F中頻預處理FFT分析儀的特點 ? FFT的基本特性 FFT是一種面向記錄的算法 。 將 N個采樣點作為時間記錄輸入 ， 得到 N個節點的頻譜輸出 ， 輸出記錄的復數值同時包含幅度 、 相位信息 。 各節點之間的頻率間隔 fstep由時間記錄長度 N和采樣頻率 fS決定： fstep=fS /N， 第 n個節點對應的頻率值為 fn=fS n/N。 FFT形成的頻譜相對于折疊頻率 ff（ ff = fS /2） 對稱 ，因此輸出頻率的前半部分是多余的 ， 只需保留 （ N/2） +1個有效節點 ， 對應于頻率從 0到 fS /2 ， 故 FFT的輸出頻率范圍為0~fS /2， 類似于低通濾波 。 FFT分析儀的特點（續 1） ? FFT分析儀中的數字混頻 FFT實質上是基帶變換 ， 對窄帶帶通信號有所限制 。通過 數字混頻 可實現頻譜儀分析頻帶的選擇：借助混頻器將 ADC的輸出與數字正弦波在時域中相乘 ， 則在頻域內可實現頻譜搬移 。 如果將正弦波頻率選擇為 ADC輸出的中頻帶限信號的下截止頻率 ， 混頻后恰好將中頻帶限信號向下搬移到了基帶 。 FFT分析儀原理框圖 模擬 濾波取樣電路ADCsfFFT數字信號處理器數字 濾波數字正弦波FFT分析儀的特點（續 2） ? 分析頻帶的搬移 a： ADC之后待測中頻信號的頻譜； b：數字正弦波的頻譜 c：數字混頻器輸出頻譜 可見 ， 原來的中頻帶限信號被搬移到了基帶 ， 因此這個過程也叫 數字下變頻（ DDC） 。 f L f H f（ a ）0fLfHfLff（ b ）（ c ）00FFT分析儀的特點（續 3） ? 降數據率抽取與抗混疊濾波 要提高 FFT分析儀的頻譜分辨率 ， 可采取降低采樣速率 fS，或增加 FFT分析點數的措施 。 過低的 fS會引起頻譜混疊 、 減小分析帶寬 ， 還會導致信噪比下降； FFT的分析點數也不能無限增大 ， 因為過大的數據量使數字信號處理器的負擔過重 ， 過長的計算時間也會影響顯示刷新速度 。 解決方案 ：在不改變 fS和 N的前提下對數字信號進行抽取 ， 以此降低數據率 。 同時還需對抽取后的數據進行濾波 ，以免頻譜混疊 。 使用數字濾波器可以同時實現抽取和濾波 ，其抽取因子及濾波參數可程控 。 FFT分析儀的特點（續 4） ? 頻譜泄漏及其處理 FFT在原理上是采用有限長的時間記錄進行付氏變換 ，并在總體上不斷重復以代表對無限長實際序列的積分 。 然而在重復波形時 ， 某些波形的形狀和相位可能會有瞬變 ， 這種情況下的 FFT頻譜與付氏變換積分的結果有較大差異 ， 頻譜圖中會看到譜線的頻率范圍變寬 ， 這就是頻譜泄漏 。 常用解決辦法是 使用窗函數與時間記錄相乘 ， 即強迫波形在有限長度的時間記錄之外變為零 ， 于是波形不再有瞬變現象 。 FFT分析儀的性能指標 FFT分析儀的信號先在時 、 頻域兩個方向上離散化 ， 再對離散序列中 N個采樣數據 （ 記錄 ） 進行分析 ， 所得頻譜與周期信號理論上的線譜具有不同的意義 ， 因此需要不同的評價指標 。 ? 頻率特性 ? 頻率范圍 ：由采樣頻率 fS決定 。 為防止頻譜混疊 ，一般采用過采樣： fS fmax ， 其中 fmax為待分析