畢業(yè)論文ofdm及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)(編輯修改稿)

　

【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 都在隨時(shí)隨地的發(fā)生著變化，因此由這些不同路徑信號(hào)疊加來(lái)的接收信號(hào)的幅度會(huì)急劇變化，也就是我們通常所說(shuō)的衰落，這種衰落我們稱為多徑衰落。多徑傳播往往會(huì)對(duì)信號(hào)的傳輸會(huì)產(chǎn)生極大的影響，比如時(shí)延擴(kuò)展、角度擴(kuò)展和頻率擴(kuò)展等等。其中，多徑衰落效應(yīng)的一個(gè)最重要的體現(xiàn)是時(shí)延擴(kuò)展，各個(gè)路徑的信號(hào)由于傳播路徑有所不同，從而具有不同的時(shí)間延遲，這樣就使得接收信號(hào)的能量在時(shí)間上被展寬，也就是前面所說(shuō)的時(shí)延擴(kuò)展。通常，最大時(shí)延擴(kuò)展指的是第一條路徑信號(hào)與最后一條路徑信號(hào)之間的時(shí)間差。相干帶寬是另一個(gè)與時(shí)延擴(kuò)展有關(guān)的重要概念。如果將相干帶寬定義為頻率相關(guān)函數(shù)大于 的某特定帶寬，那么相干帶寬近似為： (24)150cB???上式(24）中 表示信道的均方根時(shí)延擴(kuò)展，它是多徑信號(hào)功率延遲分布的二??階矩的平方根。在實(shí)際中為了簡(jiǎn)便，我們通常定義信道的相干帶寬為最大多徑時(shí)延的倒數(shù)。如果相干帶寬小于發(fā)送信號(hào)的帶寬，那么信號(hào)將經(jīng)歷頻率選擇性衰落，信號(hào)中各頻率分量遭受不一致的衰落，所以得到的衰落信號(hào)的波形會(huì)產(chǎn)生失真，相反，如果相干帶寬大于信號(hào)帶寬，信號(hào)會(huì)經(jīng)歷平坦型衰落，也就是說(shuō)此時(shí)信號(hào)中各頻率分量所遭受的衰落均是一致的，這是產(chǎn)生的衰落信號(hào)的波形不會(huì)失真。 　正弦波疊加法仿真瑞利信道模型移動(dòng)無(wú)線信道中，平坦衰落信號(hào)或者獨(dú)立多徑接收信號(hào)的包絡(luò)分布通常用瑞利模型(Rayleigh)來(lái)進(jìn)行描述。在典型的陸地移動(dòng)無(wú)線信道中，我們假設(shè)直射波被阻斷，并且移動(dòng)單元只能接收到反射波。那么根據(jù)中心極限定理，我們知道，當(dāng)反射波較大時(shí)，接收信號(hào)的兩個(gè)正交分量是均值為零、方差為 的互不相關(guān)高斯隨機(jī)過(guò)程。2?所以，任意時(shí)刻的接收信號(hào)包絡(luò)服從瑞利概率分，相位服從 的均勻分布。(,)??利用正弦波疊加法（SOS）仿真平坦衰落信道，采用精確多普勒擴(kuò)展法(MEDS)。精確多普勒擴(kuò)展法的出發(fā)點(diǎn)是 (25)200()cos(in)Jzzd?????OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)5所以 (26)012()limcos(in)iNnJzz????????上式中 。由于經(jīng)典功率譜的自相關(guān)函數(shù)為(21)/4,/()ni i?????? (27)20)i mJf????????因此式子代入可得 (28)2max1 1()licos{in[()]}2iNi ni ifN???????????因?yàn)閷?duì)于有限個(gè)振蕩器合成的隨即過(guò)程 來(lái)說(shuō)，當(dāng) 時(shí)，()it??i?? , 于是()()ii????? (29)2max1 1()licos{2in[()]}2iNi nifN??????? ??????如果隨即過(guò)程 具有關(guān)于自相關(guān)函數(shù)的各態(tài)歷經(jīng)性，那么 。()it ()()ii??????于是又有　 　　　 (210)2max1 1()cos{in[()]}2iNini ifN??????? ?????所以，我們便可以得出多普勒系數(shù) 與多普勒頻移離散多普勒頻移,inC,inf　　　 n=1,2,3…. (211),2/iniC??i n=1,2,3…. (212),maxs[(1/2)]i ifN???iN經(jīng)過(guò)上述，我們可以看出，精確多普勒頻移的離散多普勒頻移 與等面積法的,inf離散多普勒頻移是很近似的，我們只需要將前者的 用 代替即可。而 的最/n,inf大公約數(shù) 近似等于零，因此周期 為無(wú)窮，所以，確定過(guò)程,1gcd{}iNinFf? 1iTF?是非周期的。同樣為了保證 和 的不相關(guān)性，還可以選擇 。()it?? 1()t??2t 21N??OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)6 　瑞利信道仿真①　仿真參數(shù)：表 21 瑞利信道仿真參數(shù)設(shè)置T，仿真持續(xù)時(shí)間 1T_interval,抽樣間隔 fmax,最大多普勒頻移 10000確定型高斯過(guò)程平均功率 1高斯過(guò)程正弦振蕩器數(shù)目 N1,N2 均為 64②　仿真流程圖： 圖 21 瑞利信道仿真流程圖設(shè)置基本仿真參數(shù)（采樣點(diǎn)數(shù)，最大多普勒頻移等）調(diào)用Parameter_Classical函數(shù)，確定兩組參數(shù)：離散多普勒頻移、多普勒系數(shù)、多普勒相移調(diào)用Gauss_generator函數(shù)，利用前面產(chǎn)生的兩組多普勒頻移、多普勒系數(shù)及多普勒相移參數(shù)產(chǎn)生兩個(gè)確定的實(shí)高斯過(guò)程。利用兩個(gè)實(shí)高斯過(guò)程產(chǎn)生一個(gè)瑞利過(guò)程。對(duì)產(chǎn)生的瑞利過(guò)程取模值，統(tǒng)計(jì)其概率密度函數(shù)，并畫(huà)出仿真圖。結(jié)束OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)70 1 2 30 函函函函函函③　仿真結(jié)果：經(jīng)過(guò) matlab 反正函數(shù)仿真得出下圖 :圖 22 瑞利信道仿真結(jié)果圖④　仿真結(jié)果分析：上圖為正弦波疊加法產(chǎn)生的仿真瑞利信道的幅度概率密度函數(shù)圖，其中，離散多普勒頻移，多普勒系數(shù)采用精確多普勒擴(kuò)展法計(jì)算所得，當(dāng)信道采樣點(diǎn)達(dá)到100000 點(diǎn)時(shí)，我們可以看出，仿真曲線近乎平滑，與標(biāo)準(zhǔn)瑞利分布幾乎重合。 　本章小結(jié)本章節(jié)系統(tǒng)介紹了無(wú)線信道的基本概念，包括其衰落特性，典型衰落等問(wèn)題。重點(diǎn)在對(duì)于瑞利衰落的正弦波疊加法的仿真，并作為后面章節(jié)的信道模型。OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)83　OFDM 基本原理　OFDM 技術(shù)概述　OFDM 系統(tǒng)基本原理OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)是一種多載波調(diào)制方式，它的基本原理是將高速數(shù)據(jù)信號(hào)通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，調(diào)制到傳輸速率比較低的若干個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸。因?yàn)樾诺赖南喔蓭挻笥诿恳粋€(gè)子信道的信號(hào)帶寬，所以，我們可以將每個(gè)子信道都看成平坦性衰落，這樣也就可以消除符號(hào)間干擾(ISI)。通常情況下，我們也可以選擇在 OFDM 符號(hào)之間加入保護(hù)間隔，只要保證無(wú)線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展小于保護(hù)間隔，也就可以最大限度地消除符號(hào)間干擾。一般情況下，我們采用循環(huán)前綴(CP)作為保護(hù)間隔，這樣可以避免由多徑帶來(lái)的信道間干擾 (ICI)。除此之外，因?yàn)?OFDM 系統(tǒng)中各個(gè)子信道是相互正交的，不僅避免了子載波之間的相互干擾，而且由于它們的頻譜都相互重疊，因此，OFDM 系統(tǒng)大大提高了頻譜的利用率。每一個(gè) OFDM 符號(hào)都是多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波信號(hào)之和，其中每個(gè)子載波的調(diào)制方式都可以選擇相移鍵控（PSK）或正交幅度調(diào)制（QAM ） 。如果我們用 N 來(lái)表示子信道的個(gè)數(shù)，T 表示 OFDM 符號(hào)的寬度， (i=0，1，…，N1) 則是分配給每個(gè)id子信道的數(shù)據(jù)符號(hào)， 是表示載波頻率，那么，從 t= 開(kāi)始的 OFDM 符號(hào)可以用下cf st式表示： (31) /21// ()Re{exp[2()(]},Ni cssi istdjfttTT???? ?????通常在很多文獻(xiàn)中，我們常常會(huì)采用以下的等效基帶信號(hào)來(lái)對(duì) OFDM 的輸出信號(hào)進(jìn)行描述： （32）/21//()exp[2()],Ni ssi istdjttTT???????上式（31 ）中，實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng)于 OFDM 符號(hào)的同相分量和正交分量，而在實(shí)際中，可以分別與相應(yīng)子載波的余弦分量和正弦分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號(hào)和合成的 OFDM 符號(hào)。圖 31 描繪除了 OFDM 系統(tǒng)的基本模型框圖。OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)9串 /并 X0乘 法 器ejw0t 加法器 X(t)信 道 乘 法 器ejw0t積 分 器 X0~并 / 法 器 .乘 法 器 積 分器 XN1~ejtwN1ejtwN1圖 31 OFDM 系統(tǒng)基本模型框圖觀察式（32 ） ，可以看出其計(jì)算和傅里葉反變換的公式類似，因此 OFDM 系統(tǒng)在實(shí)際應(yīng)用中，可以采用更加方便快捷的快速傅里葉變換（FFT/IFFT）來(lái)實(shí)現(xiàn)解調(diào)和調(diào)制，而不需要將信號(hào)分別進(jìn)行乘積調(diào)制運(yùn)算。在發(fā)送方，調(diào)制器只需要執(zhí)行一次傅立葉反變換，相應(yīng)地，對(duì)接收端而言，解調(diào)器執(zhí)行一次傅立葉變換。假如，令 =0，對(duì)信號(hào) s(t) 以 T/N 進(jìn)行抽樣，即令 t=kT/N (k=0,1,…,N1)，st則可以得到： ， (33)102()exp()Nijikskd????10??NKOFDM 系統(tǒng)調(diào)制出來(lái)的信號(hào) s(k)等效的對(duì) 進(jìn)行 N 點(diǎn)離散傅里葉反變換，同樣i的，接收端在解調(diào)恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號(hào) 時(shí)，對(duì) s(k)進(jìn)行 N 點(diǎn)離散傅里葉變換即id可。　循環(huán)間隔與保護(hù)前綴由于無(wú)線信道的多徑效應(yīng)造成 OFDM 產(chǎn)生碼間串?dāng)_，使得接收信號(hào)相互重疊。所以在發(fā)送前，OFDM 系統(tǒng)在每個(gè)符號(hào)之間插入長(zhǎng)度大于無(wú)線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展的保護(hù)間隔 (GI) 。因此，一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾，從而也就可以最大限度地消除符號(hào)間干擾。保護(hù)間隔里如果沒(méi)有任何信號(hào)時(shí)，由于多徑效應(yīng)的影響，OFDM 符號(hào)子載波間的正交性會(huì)遭到破壞，產(chǎn)生載波干擾。因此，為了消除多徑效應(yīng)帶來(lái)的 ICI，通常我們將原寬度為 T 的 OFDM 信號(hào)進(jìn)行周期擴(kuò)展，截取 OFDM 符號(hào)尾部的信號(hào)置于 OFDM 符號(hào)的之前。保護(hù)間隔即為擴(kuò)展的信號(hào)，在這段保護(hù)間隔 內(nèi)的信號(hào)則稱之為循環(huán)前綴 (CP)。如圖 32 所示。gTOFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)10圖 32 循環(huán)前綴在 OFDM 符號(hào)內(nèi)加入循環(huán)前綴，就可以保證在一個(gè) FFT 周期內(nèi)，OFDM 符號(hào)的時(shí)延副本所包含的波形周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)，這樣，時(shí)延小于保護(hù)間隔的信號(hào)就不會(huì)在解調(diào)過(guò)程中產(chǎn)生 ICI。從上述分析看來(lái)，循環(huán)前綴必須足夠長(zhǎng)，也就是說(shuō)不小于信道的多徑時(shí)延擴(kuò)展，但是循環(huán)前綴的引入也帶來(lái)了信噪比的損失，這里，我們定義信噪比損失為) (34)10log()10log(slos sTTSNR????從上式(34)可以看出，循環(huán)前綴越長(zhǎng)，信噪比損失就越大。在實(shí)際的 OFDM 系統(tǒng)中，我們通常是先加入循環(huán)前綴，然后再進(jìn)行傳送。所以，在接收端接收時(shí)，首先要將接收符號(hào)開(kāi)始的長(zhǎng)度為 的循環(huán)前綴去掉，對(duì)剩余部分gT進(jìn)行 FFT 變換，之后再進(jìn)行解調(diào)。由于循環(huán)前綴的使用，大大降低了接收端均衡器的復(fù)雜度，同時(shí)還提高了 OFDM 的對(duì)抗多徑的能力。　OFDM 的參數(shù)選擇在 OFDM 系統(tǒng)中，需要確定以下參數(shù)，例如：保護(hù)間隔，符號(hào)周期，子載波的數(shù)量等。對(duì)于這些參數(shù)的選擇，取決于給定信道的帶寬，時(shí)延擴(kuò)展以及所要求的信息傳輸速率。因此，一般按照以下步驟來(lái)確定 OFDM 系統(tǒng)的各參數(shù)：①　確定保護(hù)間隔：根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，一般選擇保護(hù)間隔的時(shí)間長(zhǎng)度為時(shí)延擴(kuò)展均方根值的 2 到 4 倍。②　選擇符號(hào)周期：考慮到保護(hù)間隔所帶來(lái)的信息傳輸效率的損失、系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和系統(tǒng)的峰值平均功率比這些因素，通常在實(shí)際系統(tǒng)中，我們選擇符號(hào)周OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)11期長(zhǎng)度至少是保護(hù)間隔長(zhǎng)度的 5 倍。③　確定子載波的數(shù)量：子載波的數(shù)量可以直接利用3dB 帶寬除以子載波間隔，即通過(guò)去掉保護(hù)間隔之后的符號(hào)周期的倒數(shù)來(lái)得到。或者采用另一種方法，即利用所要求的比特速率除以每個(gè)子信道中的比特速率來(lái)確定子載波的數(shù)量。每個(gè)子信道中傳輸?shù)谋忍厮俾视烧{(diào)至類型，編碼速率和符號(hào)速率來(lái)確定。　OFDM 系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)在具體應(yīng)用中，OFDM 系統(tǒng)需要解決的關(guān)鍵問(wèn)題包括以下幾個(gè)方面：①　同步技術(shù)：通常情況下，同步性能的好壞對(duì) OFDM 系統(tǒng)的性能的影響是很大的。在 OFDM系統(tǒng)中，同步包括三個(gè)部分，即載波同步，樣值同步與符號(hào)同步。與單載波系統(tǒng)相比，OFDM 系統(tǒng)對(duì)同步精確度的要求更高，同步偏差會(huì)再 OFDM 系統(tǒng)中引起 ISI 和ICI。②　峰均比：在時(shí)域中，N 路正交子載波信號(hào)的疊加組成 OFDM 信號(hào)，因此，當(dāng)這 N 路信號(hào)按相同極性同時(shí)取得最大值時(shí)，那么 OFDM 信號(hào)將產(chǎn)生最大的峰值。我們將該峰值信號(hào)的功率與信號(hào)的平均功率之比，稱為峰值平均功率比，通常簡(jiǎn)稱為峰均比(PAR)。在 OFDM 系統(tǒng)中， PAR 與 N 有關(guān)，也就是說(shuō)，N 越大，PAR 的值越大，當(dāng) N=1024時(shí)，PAR 可達(dá) 30dB。由于大的 PAR 值對(duì)發(fā)射機(jī)的功率放大器的線性度要求很高。所以，如何降低 OFDM 信號(hào)的 PAR 值對(duì) OFDM 系統(tǒng)的性能和成本都有很大的影響。③　信道估計(jì)：加入循環(huán)前綴的 OFDM 系統(tǒng)我們可以將其等效為 N 個(gè)獨(dú)立的并行子信道。在不考慮信道噪聲的情況下，各個(gè)子信道上的發(fā)送信號(hào)與信道的頻譜特性的頻率乘積等于 N 個(gè)子信道上的接收信號(hào)。通常情況下，信道估計(jì)的方法有很多，而在無(wú)線通信中，我們一般采用插入導(dǎo)頻的方法進(jìn)行信道估計(jì)④　信道時(shí)變性的影響：信道的時(shí)變性能夠引起接收信號(hào)的多普勒擴(kuò)展，故使 OFDM 信號(hào)的正交性遭到破壞，從而引起子載波之間的干擾，造成系統(tǒng)性能下降。通常我們采用信道編碼加交織技術(shù)來(lái)抵抗信道性能的下降，這是克服多普勒擴(kuò)展的傳統(tǒng)方法。最近的發(fā)展是利用多普勒分集技術(shù)將多普勒擴(kuò)展變害為利，從而提高系統(tǒng)的性能。OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)12⑤　其他相關(guān)技術(shù)：除了以上與 OFDM 本身相關(guān)的技術(shù)之外，在具體系統(tǒng)中使用 OFDM 技術(shù)時(shí)，還應(yīng)該考慮具體系統(tǒng)的實(shí)際情況。