基于pc機聲卡的數據傳輸系統設計與實現畢業論文(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 無碼間串擾時的基帶傳輸特性因滿足公式（），此即為奈奎斯特第一準則。 ()而理想的低通濾波器雖然滿足此公式，但這種特性在物理上是不可實現的，為了解決這個問題可以使理想低通濾波器的邊緣緩慢下降稱為“滾降”。較為常用的為余弦滾降特性。按照余弦滾降特性設計的脈沖成型設計的波形后可以明顯發現在載波相位跳變處幅度很小，也就是說頻帶也確實變窄了。但是這樣的設計對位同步要求很高，要想沒有碼間串擾，在接收端采樣判決時間點必須嚴格的落在每個符號的中間，否則仍會產生碼間串擾。為此，采用了一種特殊的脈沖成型，其基本規則如果是發送連1或連0碼時，相位未變，脈沖成型輸出為+1或—1，只有 當前后碼元不一樣發生跳變時，才從前一碼元的中間點開始到后一碼元的中間點，用正弦或余弦函數來過度，其過度點幅值為0，而且在這過程中只能單調下降或上升一次。這種設計頻帶也會很窄，經過帶限信道或濾波器也不會造成太大的損失。同時這樣的設計也使一個符號的波形限制在了一個符號周期內，不會延展到其它符號周期內，同樣也不會造成碼間串擾。最大好處還有，在收端采樣點處不需嚴格對準符號中點，只要在符號周期內找一個最大點，再進行采樣判決就行了。，調制器的相關參數為：采樣速率8000采樣點/s,(根據常規打字速度確定的速度),載波頻率2002000Hz范圍（可自行設定），信號帶寬31Hz左右[11]。在實現時為了減小系統運算量，脈沖成型和載波生成均采用查表法來實現。 DQPSK調制器的程序實現框圖，由于信號采樣率為8K，因此每個符號共有8000/=256個采樣點，脈沖成型表共8個符號寬度即2048個采樣點。系統每輸入一個符號，脈沖成型表就輸出256個點與后面載波相乘進行數字調制，但輸出的這256點的數據段并不是一個符號，而是前面符號的半段和后面符號的一半段。這樣設計有兩方面的作用，一是在完成波形成型的同時可以進行差分編碼，其二是因為本身這種脈沖成型的設計就是當前符號波形與前后符號波形相關的。其對應的程序數組為PSKShapeTble[2048]。 脈沖成型波形表具體在進行脈沖成型查表時是根據脈沖地址生成函數進行的，即是利用相位查詢表PSKphaseTable來查詢符號波形地址的，再用這個地址去PSKShapeTble中查詢波形輸出的。前面已經講過DQPSK有四種可能的絕對相位，但是不是一直有信息輸入需要調制器進行調制，如果沒有信息輸入那么應該關掉載波的發送，所以除了以上四種相位狀態外，還應加上一個0載波即載波關閉狀態。同時為了實現差分編碼，我們需要根據輸入信息計算出相位變化值，再根據前一相位狀態計算出現在相位狀態。除了前面四種相位狀態變化，還應增加兩種相位狀態變化，即載波的打開和關閉。這樣的話我們就用數組PSKphaseTable[6][5]來進行查表實現脈沖波形成型地址生成。這個二維數組由6組數組組成，每組5個整數。6組代表六種相對于前一相位狀態的相位變化量依次為：增加0o、增加90o，增加180o、增加270o、載波關閉、載波打開。而每組的5個整數的位置排序代表5中相位狀態：45o、135 o、225 o、315 o、無信號。當知道前一符號相位狀態和現在符號的相位變換量，就可以查表輸出一個整數結果。載波生成也是采用查表法，這樣可以簡化運算和提高計算速度。[1025]數組中，由這1/4周期的正弦表利用Sin_lookup(int phase)函數就可以組成完整的正弦或余弦波形并輸出一個周期內任一位置的數據，這樣可以節省存儲空間。因為調制器采用頻率很難和采用頻率8K形成整數倍關系，因此每個采樣點在一個載波周期內也不會是完美位置，所以只能讓載波數據表數據盡量準確，即一個載波周期有4096個點，精度為2/,當然根據具體精度需求可以增加載波數據點數。 1/4載波生成數據表對于的數字正弦載波信號，采用頻率，只要知道載波此時相位就可以算出相應phase值了，推導如下式（）。此刻采樣點的相位phase等于前一采樣點phase+，為兩個采樣點間的相位增量。這樣每一個采樣點時刻均有相應的載波值輸出，與前面脈沖成型后輸出的值進行相乘，實現I/Q支路調制。再將I支路和Q支路相乘調制后的值相加后傳給DA，轉換成模擬信號輸出，就得到了真正模擬的被調制到音頻載波的DQPSK信號了。 () DQPSK數字解調實現當接收端接收到DQPSK信號時，需要對其解調將頻帶信號還原成基帶信號。由于前面采用了差分相位調制，所以解調方法主要分為兩類：相干解調加逆碼變換，以及相位比較法。最為常用的是第一種，即相干解調加逆碼變換，與第二種方法比在相同信噪比情況下，誤碼率更低。DQPSK可以看成是兩路正交的BDPSK的疊加，所以也可以用兩路相互正交的相干載波去解調，將解調出兩路正交的BDPSK信號。將進過采樣判決得到碼進行差分解碼，得到原始信息碼a和b，再將a和b進行并串轉換就可以恢復出原始信息碼了。在程序中，輸入的AD采樣數據存入pInData[i]中，而數組cos(m_tRxPhase)和sin(m_tRxPhase)均是提取的載波生成表，輸入信號采樣數據分別與兩路載波數據相乘，、Q兩支路數據，進過濾波后再進行采樣判決、差分譯碼等。 相干解調器基本原理圖，其相干解調基本如上所述。其中有一個自動增益控制環路（AGC），其主要功能就是對信號進行幅度控制，使其信號經過AGC處理后，幅值基本達到1左右。主要程序如下所示，其中AGCave是信號的平均幅值，讓I、Q信號除以AGCave就可以實現幅度在1左右的目的了，當然如果其幅度已經小于1了可以不進行處理，其具體實現為函數AGC(_plex* FreqSignal, _plex* BitSignal)，其中第一個參數為輸入的I、Q復信號指針，第二個參數為經過AGC處理的輸出I、Q信號指針。 接收器原理圖實現差分譯碼首先得計算符號間的相位差angle，相位差的計算公式推導如下式（）。其中ZK和ZK1分別為第K和K1個符號的復信號，而和分別是兩個符號的絕對相位，則可以依此計算出相鄰兩個符號的相位差angle。 （） 由于計算出相位差之后可以直接傳送給維特比譯碼器進行軟判決譯碼，軟判決譯碼更為準確，所以差分譯碼就只需計算出相位值即可不需將其譯碼成相應二進制碼。而維特比譯碼是調用函數BOOL CPSKMode::ViterbiDcode(double angle)實現的軟判決譯碼，在第二章已經詳細講解在此不再敘述。維特比譯碼后再進行可變長度譯碼之后，就可以解碼得到相應字符并輸出了。 系統同步 載波同步同步在系統中舉足輕重，嚴重影響系統通信性能。當采用相干解調時，接收端必須提供一個本地相干載波，此相干載波必須與發端的調制載波保持同頻同相。我們常說的載波提取或者說載波同步，就是相干載波的提取過程。提取載波的方法一般可以分為兩大類：插入導頻法和直接法。插入導頻法是對于某些信號中不含載頻成分的，可以在發送信號時插入一個（或多個）被稱為導頻的正弦信號。在接收端就可以利用窄帶濾波器將導頻提取出來，進行輔助產生相干載波，但是這種方法需要額外插入導頻，就相應增大了發射功率。另一種方法稱為直接法，通過在接收端進行非線性變換，直接提取出載波，這種方法比較常用發射功率也更低。直接法中較為常用的、經典的是科斯塔斯環（Costas）?？扑顾弓h又稱同相正交環法或邊環法，它是利用了鎖相環來提取出載波。鎖相環路（PLL）是一個能自動跟蹤輸入信號相位的，閉環相位自動控制系統，利用鎖相環路的相位跟蹤作用迫使輸出信號跟蹤上輸入信號的相位變化[12]。鎖相環路是一個相位負反饋控制系統，通常由三個基本部件組成：鑒相器（PD）、環路濾波器（LP）、壓控震蕩器（VCO），各模塊都有其獨特作用。鑒相器是一個相位比較裝置，用來檢測輸入信號和輸出信號的相位誤差，并輸出相位誤差信號用于后面控制壓控震蕩電路。環路濾波器具有低通作用，但更為重要的是它可以用來調節環路參數，它的低通特性決定誤差信號是否能夠通過，也就決定了環路是否能跟蹤上相應相位變化。壓控震蕩器是一個電壓頻率變換裝置，它的頻率受輸入的誤差電壓信號線性控制變化，它有一個中心頻率和相位控制靈敏度K，當相位誤差電壓信號為零時輸出為的正弦信號，K越大相位誤差信號控制靈敏度越大、反應越快。鎖相環有很多應用，常見的應用情況有調制跟蹤和載波跟蹤。載波跟蹤主要用于輸入信號的初相變化信號的變化速度較慢的時候。即誤相位差信號的時，相位誤差信號就能通過環路濾波器，那么壓控震蕩器的輸出就能完全跟蹤上輸入信號的相位變化，使輸出信號與輸入信號保持同頻同相[13]。工作在載波跟蹤狀態的情況下的環路稱為調制跟蹤環，這種常應用于調頻信號的解調器。載波跟蹤是指輸入信號的初相變化過快導致誤差信號不能通過環路濾波器器，即誤差信號時，相位誤差信號也就不能控制壓控震蕩的頻率變化，輸出就是未調制載波。這種常應用于相干解調的載波提取中，由多普勒效應等導致的載波頻率漂移相位變化緩慢的，環路能跟蹤上相位變化；而由信號調制引起的相位變化較快，環路不能跟蹤上相位變化，最后就提取出了載波，并且環路的濾波器作用相當一個性能很好的載帶濾波器，能有效過濾噪聲信號，將環路濾波器設計成窄帶濾波器也是常見應用之一。鎖相環應用于載波提取還有一個重要作用，輸出的載波穩定，當輸入信號衰落時鎖相環能保持一定時間載波輸出。 載波提取科斯塔斯環科斯塔斯環的關鍵是計算出本地載波（即壓控振蕩器的中心頻率）與接收信號載波的相位差，但是接收信號是相位調制信號即每個符號的相位都與調制信息息息相關，為了提取準確的載波必須消除調制信息的干擾，使鎖相環不能跟蹤調制相位但卻能跟蹤上多普勒效應引起的頻移和相移。因為我們采用的差分相位調制，對相位的同步要求并不高，只要保證輸出載波與接收載波同頻即可，所以我們僅需對頻率進行鎖定即可，而允許一個固定的相位差存在，那么載波同步過程中就不需要設法消除相位調制信息的影響了。 載波恢復流程圖所以現在就需要估計頻差，用來控制壓控振蕩器的輸出信號的頻率,，頻差計算推導公式如式（）。但如果用式（）來計算頻差的話有一個問題，在信號較小時會出現比較大的誤差。而解調器的AGC處理讓信號的平均幅度接近1即I2+Q21，但當幅度小于1時又未作處理，這時誤差就會比較大了，而且信號幅度小的時候正是絕對相位不同的相鄰符號切換的時候，此時頻差也很大。所以直接領I2+Q21，這樣就算出來就會變得比較小，而對輸出頻率恢復的影響也會很小，保證了系統的穩定性。所以式（）簡化成了（），并轉換成了相應數字信號計算方法。數字系統中是時間常數，而我們需要的頻差控制信號也只是個相對值，其結果對比例系數并不重要，只需在最后根據需要選擇調整恰當的比例系數K。 （）最終我們就可以根據計算的頻差來控制壓控振蕩器輸出相應頻率信號。壓控振蕩器也是查表法實現的，根據式（）來計算的相鄰兩采樣點間的相位增量，是接收端本地載波中心頻率，而是相鄰兩個采樣點相位增量