基于lcl濾波的并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)畢業(yè)論文(編輯修改稿)

　

【文章內(nèi)容簡介】 波電流峰值，為開關(guān)頻率。(2)總電感值的約束條件： （38）其中為直流母線電壓，為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值，為相電流峰值,且 （39）(3)計(jì)算電容C可先確定諧振頻率，再根據(jù)公式： （310）計(jì)算得電容C的值；也可以取電容消耗的無功功率為總功率的5%，利用約束條件：，其中，且其中E為網(wǎng)側(cè)線電壓有效值，為基波頻率。(4)電容所串電阻 （311）有很多的限制條件，滿足有功功率和無功的控制要求，總結(jié)如下：（1）濾波電容吸收的無功盡量少；（2）逆變器側(cè)電流紋波盡量少；（3）諧振頻率避免與開關(guān)頻率及其倍數(shù)附近重合；（4）提高逆變器電壓對電網(wǎng)側(cè)電流控制。 本章小結(jié)本章的主要內(nèi)容是說明了LCL濾波器參數(shù)對濾波器工作性能有很大的影響，主要從其性能指標(biāo)分析，包括逆變器側(cè)電感紋波抑制能力、濾波電容和網(wǎng)側(cè)電感抑制高頻諧波的能力、逆變器電感和網(wǎng)側(cè)電感比例關(guān)系對濾波性能的影響、電網(wǎng)電感對濾波器的影響。LCL相比于L、LC濾波器使用的電感值小，高頻處的諧波含量少，并分析了LCL濾波器的原理和LCL濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)的約束條件，詳細(xì)分析了參數(shù)對濾波器性能的影響，并給出了設(shè)計(jì)參數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)。第4章 并網(wǎng)逆變器控制方法的研究第4章 并網(wǎng)逆變器控制方法的研究圖41是以并網(wǎng)電感電流為外環(huán)、電容電流為內(nèi)環(huán)的基于LCL型濾波器的三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的雙電流閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖[6]，其中內(nèi)環(huán)用的是比例積分補(bǔ)償器，外環(huán)調(diào)節(jié)器用的是比例積分補(bǔ)償器，指令電流為和,同時(shí)結(jié)合同步矢量電流比例積分(proportional integral,PI)調(diào)節(jié)器的SPWM方法實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的開通與關(guān)斷，使電流源型LCL濾波并網(wǎng)逆變器輸出電流的相位完全與電網(wǎng)電壓相位一致，保證向電網(wǎng)輸送電流的總諧波含量(total harmonic distortion,THD)符合 IEEE 9292000 等標(biāo)準(zhǔn)要求。系統(tǒng)中采用了PI補(bǔ)償器。因?yàn)镻I補(bǔ)償器不能夠?qū)θ嘟涣麟娏鲗?shí)現(xiàn)無靜差控制。那么要使PI補(bǔ)償器能夠良好地完成并網(wǎng)交流電流零穩(wěn)態(tài)誤差控制，在這里就必須把三相靜止坐標(biāo)系下的正弦交流量轉(zhuǎn)變成兩相直流量（同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下），使被控量由交流量變成直流量。圖41 三相并網(wǎng)逆變器的直接電流控制框圖把三相給定的指令電流進(jìn)行坐標(biāo)變換成兩個(gè)直流量（其中三相給定指令電流、兩個(gè)直流量是常數(shù)，而為0）。式子（41）的兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系是從三相靜止坐標(biāo)系變換得到，“”里的“0”是假設(shè)的0軸，以湊成方陣。 （41） 如式子（42）所示，其中的三相靜止坐標(biāo)系下的三個(gè)交流量、是由兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的兩個(gè)直流量和轉(zhuǎn)變得到，從而為SPWM調(diào)制提供前提。 （42） 逆變器的輸出電流控制策略圖42 逆變器交流側(cè)的等效電路其中, 為電網(wǎng)電壓，為逆變器各橋之間的輸出電壓，為并網(wǎng)電流，與、之間的關(guān)系如下：(43)其中電網(wǎng)可以看作是無限大的理想電壓源，在式（43）中，若濾波參數(shù)不變，主要是和、相關(guān)，作為系統(tǒng)的擾動(dòng)量，作為系統(tǒng)輸入，我們就能夠列出和的關(guān)系如下： (44)圖43 LCL并網(wǎng)逆變器的控制模型經(jīng)過大量相關(guān)資料的研究和分析[2,8,12,20]，我們可以確定，以LCL濾波器的電容電流 作為內(nèi)環(huán)反饋量，電感電流作為外環(huán)的電流雙閉環(huán)控制策略能夠使得系統(tǒng)控制性能得到有效改善，而且這種方法避開了在LCL濾波電容上串接阻尼電阻給系統(tǒng)所帶來的弊端，更保證了LCL原有的良好濾波特性，也就是說，在這里運(yùn)用以并網(wǎng)電流為外環(huán)LCL電容電流為內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略能夠滿足本系統(tǒng)在各方面的要求。如圖44所示是其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)：圖44 基于、的電流雙閉環(huán)控制策略為了抑制諧振尖峰增加系統(tǒng)阻尼，消除電流中的高頻開關(guān)諧波分量，在這里以電容電容電流作為內(nèi)環(huán)控制變量，以忽略系統(tǒng)控制精度的情況下使其滿足對穩(wěn)定性的要求。以電感電流作為外環(huán)控制變量，要有較高的穩(wěn)定性。綜上所述，以比例補(bǔ)償器補(bǔ)償器作為，以比例積分補(bǔ)償器作為補(bǔ)償器。根據(jù)圖44計(jì)算出電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)： （45），,，將這些關(guān)系式代入（45），得到系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)： （46）其中,，。 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網(wǎng)供電，所以控制器的設(shè)計(jì)中都要設(shè)置鎖相環(huán)節(jié)。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是PhaseLocked Loop,簡稱PLL。其作用是使得電路上的時(shí)鐘和某一外部時(shí)鐘的相位同步。因鎖相環(huán)可以實(shí)現(xiàn)輸出信號(hào)頻率對輸入信號(hào)頻率的自動(dòng)跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于閉環(huán)跟蹤電路。鎖相環(huán)在工作的過程中，當(dāng)輸出信號(hào)的頻率與輸入信號(hào)的頻率相等時(shí)，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來[18]。 在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術(shù)，因?yàn)橥ㄟ^鎖相環(huán)，可以使得不同的數(shù)據(jù)采集板卡共享同一個(gè)采樣時(shí)鐘。因此，所有板卡上各自的本地80MHz和20MHz時(shí)基的相位都是同步的，從而采樣時(shí)鐘也是同步的。因?yàn)槊繅K板卡的采樣時(shí)鐘都是同步的，所以都能嚴(yán)格地在同一時(shí)刻進(jìn)行數(shù)據(jù)采集。鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)：鎖相環(huán)路是一個(gè)相位反饋?zhàn)詣?dòng)控制系統(tǒng)。它由以下三個(gè)基本部件組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）。其組成方框圖如圖45所示：圖45 鎖相環(huán)的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理： 1. 壓控振蕩器的輸出經(jīng)過采集并分頻； 2. 和基準(zhǔn)信號(hào)同時(shí)輸入鑒相器； 3. 鑒相器通過比較上述兩個(gè)信號(hào)的頻率差，然后輸出一個(gè)直流脈沖電壓； 4. 控制VCO，使它的頻率改變； 5. 這樣經(jīng)過一個(gè)很短的時(shí)間，VCO 的輸出就會(huì)穩(wěn)定于某一期望值。 當(dāng)電網(wǎng)電壓平衡時(shí)，電網(wǎng)電壓只存在正序分量，此時(shí)，兩相靜止αβ坐標(biāo)系和同步dq坐標(biāo)系中的實(shí)際電壓矢量和鎖相環(huán)輸出電壓矢量位置如下圖所示。實(shí)際電壓矢量以同步坐標(biāo)系中d軸定向，顯然當(dāng)鎖相環(huán)處于準(zhǔn)確鎖相時(shí)，Vpll和V應(yīng)該是完全重合的，即 。而在電網(wǎng)電壓相位突變瞬間，矢量Vpll和V位置必將產(chǎn)生差異，為此必須采取適當(dāng)?shù)拈]環(huán)控制以使鎖相環(huán)的輸出滿足。圖46為SSRFSPLL矢量圖。圖46 SSRFSPLL矢量圖其中V實(shí)際電壓矢量Vpll鎖相環(huán)的輸出電壓矢量 實(shí)際電壓矢量的矢量角度鎖相環(huán)輸出的電壓矢量角度圖47 SSRFSPLL控制結(jié)構(gòu)原理框圖理想的三相電網(wǎng)電壓及其對應(yīng)的綜合矢量(abc坐標(biāo)系下)： (47) (48)αβ坐標(biāo)系電網(wǎng)電壓：(49)dq坐標(biāo)系電網(wǎng)電壓： (410)上式中的輸出角頻率，由于完全捕獲相位后保持不變，故有。令輸入a相電壓相位，則上式轉(zhuǎn)化為： (411)將PI調(diào)節(jié)器接到V端，這樣就獲得了相位差的表達(dá)式，利用這個(gè)偏差就能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的反饋控制，在相位差較大時(shí)，對輸入三相電壓進(jìn)行鎖相的過程是一非線性過程，可以通過負(fù)反饋將V調(diào)節(jié)到足夠小，也就能使達(dá)到很小；當(dāng)相位差較小時(shí)，進(jìn)行鎖相的過程可近似為線性過程，V的大小代表輸入電壓相位和輸出相位之間的差值，V經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后可視為誤差信號(hào)，與擾動(dòng)角頻率相加后得到的角頻率，該角頻率經(jīng)過積分環(huán)節(jié)后得到最終相位。由于該系統(tǒng)是二型系統(tǒng)，故能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)無靜差地跟蹤西坡信號(hào)，即能使得輸出相位無靜差的復(fù)現(xiàn)輸入相位，實(shí)現(xiàn)相位的完全鎖定[9]。 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設(shè)計(jì)基于LCL濾波的并網(wǎng)逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略[2]，該策略的優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡單，可以使用較少的傳感器，控制器設(shè)計(jì)簡單，不足的地方是采用無源阻尼，會(huì)增加功率損失，尤其在大功率應(yīng)用場合，電阻上的功率損耗會(huì)更多，并且可能導(dǎo)致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、額外增加的散熱設(shè)備，長期看來，成本不一定會(huì)減少。該單環(huán)控制策略是直接輸出電流控制，根據(jù)文獻(xiàn)[2]，并網(wǎng)逆變器LCL接口直接輸出電流控制無論采用P、PI還是PID控制，系統(tǒng)均不穩(wěn)定，該問題的直接解決方案是LCL串聯(lián)電阻，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，文獻(xiàn)[2]中已證明該方案的正確性。該單環(huán)控制策略采用PI調(diào)節(jié)器。下圖是基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖。圖48 基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型：圖49 基于無源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型計(jì)算PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)，根據(jù)文獻(xiàn)[2]得LCL濾波器的傳遞函數(shù)： （412）將逆變器等效為一個(gè)小慣性環(huán)節(jié): 又的數(shù)值很小，忽略不計(jì)，則F(s)化簡為： （413）進(jìn)而可得被控對象的傳遞函數(shù)： （414）且已知PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為： 其中τ=hT整定為II型系統(tǒng)后為： （415）且典型II型系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為： （416）其中選定h，濾波器參數(shù)、C和的值，即可計(jì)算出K，然后可得即，且電容所串電阻為： （417） 以上為理論計(jì)算方法，仿真過程中各參數(shù)還需要適當(dāng)調(diào)整，才能得到較好的濾波效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)區(qū)別于無源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略[9]，該控制策略采用雙閉環(huán)，在網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)的基礎(chǔ)上增加了濾波電容電流內(nèi)環(huán)，該控制策略采用有源阻尼，減少了功率損失，卻增加了傳感器數(shù)量，控制器的設(shè)計(jì)也較為復(fù)雜，但實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該控制策略能保證輸出電壓、電流的穩(wěn)定性，該策略是可行的下面介紹雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。 網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)控制器的設(shè)計(jì)下圖是基于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器原理圖圖410 三相并網(wǎng)逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型：圖411 基于有源阻尼的線性系統(tǒng)控制電感電流外環(huán)的控制器的設(shè)計(jì)方法與單電流環(huán)中控制器的設(shè)計(jì)方法類似。 電容電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計(jì)由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內(nèi)環(huán)控制對象傳遞函數(shù)為：由于的數(shù)量級在，忽略不計(jì)，控制對象可簡化為：典型I型系統(tǒng)為：上述控制對象要整定為I型系統(tǒng)，可采用PI調(diào)節(jié)器：，且取為T和RC中較大的數(shù)，由于，取3,C=20uF，，則取=RC整定后的I型系統(tǒng)為：，又,且取KT=、動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快，計(jì)算可得的值。 本章小結(jié)本章主要介紹了逆變器的系統(tǒng)控制框圖和輸出電流控制策略，并詳細(xì)分析了基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙閉環(huán)控制策略的原理以及兩種控制器的設(shè)計(jì)方法。 第5章 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證第5章 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證選定直流母線電壓800V，電網(wǎng)電壓380V/50Hz，總功率100kW,開關(guān)頻率選定為5kHz,可得輸出相電流峰值為10A，令為逆變器側(cè)濾波電感，為網(wǎng)側(cè)濾波電感，為濾波電容，為單環(huán)控制策略中電容所串電阻。根據(jù)前面所述參數(shù)計(jì)算方法，可得到：總電感約束值：且，又所以可取總電感為3mH，取又由于,且，可得，取。可得諧振頻率: 滿足約束條件: 進(jìn)而可得單環(huán)控制策略中電容所串電阻:，可得整定后的并網(wǎng)電感電流外環(huán)傳函為：且典型II型系統(tǒng)為： 其中，由于開關(guān)頻率為5KHz，則T=，又取h=5時(shí)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)適中，此時(shí)： 可得：，即： ，又 ，可得：。，計(jì)算得電容電流內(nèi)環(huán)的PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)： 為了驗(yàn)證本文所敘述的LCL濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達(dá)到所要求的穩(wěn)定性，，取濾波電感，濾波電容，單環(huán)控制策略中電容所串電阻，并網(wǎng)電感電流外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為,，濾波電容電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為，,單環(huán)控制策略的PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)與雙環(huán)中外環(huán)PI參數(shù)相同。下面分別對基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙環(huán)控制策略分別進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，并對仿真波形進(jìn)行比較，得到較好的控制策略。 基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路下圖是基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路：圖51 基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路（1）電網(wǎng)電壓波形圖52 電網(wǎng)電壓波形由于都是三相并網(wǎng)，且電壓、頻率相同，電壓是已確定的，所以兩種策略仿真所得電壓波形相同，都如上圖所示，仿真中設(shè)置A相初相位為0176。，B、C兩相一次相差120176。（2）輸出電流波形圖53 基于無源阻尼控制策略的仿真電流同時(shí)對仿真波形進(jìn)行了傅里葉分析，分析如下圖圖54 基于無源阻尼控制策略的電流波形傅里葉分析 基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路下圖是基于有源阻尼的