畢業設計—基于dsp無刷直流電動機調速系統的設計(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 別適合于運動系統全數字化控制。它具有低成本、低功耗、高性能的處理能力。它將幾種外設集成到芯片內，形成了真正的單芯片控制器，具有運算速度在30MPIS以上、外設集成度高、程序存儲量大（片內FLASH）、ADC模塊的轉換速度快等特點。同時，該類芯片具有強大的外部通信接口（SCI、SPI、CAN）便于構成大的控制系統。因此本系統選用DSP的型號為TMS320LF2407A。 TMS320LF2407A簡介TMS320LF2407A[15]是TMS320C24x系列中功能最高的一款DSP，該芯片與同系列其它DSP相比，有如下一些特點：1)采用高性能靜態CMOS技術，減小控制器的功耗；30MIPS的執行速度使得指令周期縮短到33ns，從而提高了控制器的實時控制能力。2)片內高達32K字的FLASH程序存儲器。544字雙端口RAM(DRRAM)和2K字的單口RAM( SARAM )。3)兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個包括：兩個16位通用定時器；8個16位的脈寬調制(PWM)通道。它們能夠實現：三相反相控制；PWM對稱和非對稱波形；當外部引腳PDPINTx出現低電平時快速關閉PWM通道；可編程的PWM死區控制以防止上、下橋臂同時輸出觸發脈沖；3個捕獲單元；片內光電編碼器接口電路；6通道A/D轉換器。事件管理器模塊適用于控制交流感應電動機、無刷直流機、開保證關磁阻電機，步進電機、多極電機和逆變器。4)可擴展的外部程序存儲器，總共192K字；64K字程序存儲器空間；64K字數據存儲器空間；64K字I/O尋址空間。5)看門狗定時器模塊(W和DT) ,保證程序運行的安全性。6)16通道10位A/D轉換器，最小轉換時間為500ns，可選擇兩個事件管理器來觸發的兩個8通道輸入A/D轉換器或一個16位通道輸入的A/D轉換器。7)控制器局域網(CAN)模塊。8)串行通訊接口(SCI)。9)16位的串行外設接口(SPI)。10)基于鎖相環的時鐘發生器。11)高達40個可單獨編程或復用的通用輸入/輸出引腳(GPIO)。12)32位累加器和32位中央算術邏輯單元（CALU）；16位*16位并行乘法器，可實現單指令周期的乘法運算；5個外部中斷(電機驅動保護、復位和兩個可屏蔽中斷)。13)電源管理包括3種低功耗模式，并且能獨立將外設器件轉為低功耗模式。 起停電路、DSP晶振及復位電路設計[16]1)起停電路的實現起動、停止電路如圖315所示: 圖211起動、停止控制電路圖 The diagram of start,stop control circuit起動、停止電路都是最基本的RC充放電路。控制電機起動，通過按按鈕SW2，START信號由高電平變為低電平，送DSP的ADCIN04(I/O) 多功能口，通過程序將ADCIN04（I/O）口配置成I/O口，當DSP檢測到START信號變低時，系統便開始電機起動程序。而電機停機是通過SW1按鈕控制，STOP信號送DSP的ADCIN04(I/O)口，當SW1按下時，DSP檢測到高電平時，電機停轉。電阻R17和R18是為了防止在高電平到低電平的突變，起到續流的作用。2)復位電路系統的復位電路采用的為簡單實用的上電復位電路，電源剛加上時，TMS320LF240LF7A處于復位狀態，為低電平使芯片復位。為使芯片初始化正確一般應保證為低電平至少3個CLKOUT周期，即當時鐘為20MHz時的600ns。但是，在上電后，系統的晶體振蕩器往往需要幾百毫秒的穩定期，一般為100ms～200ms。圖212 復位電路 The diagram of reset circuit系統采用圖212電路的復位時間主要由R和C確定。A點電壓設V1=，則: ……………………………………（27） 選擇R=100K ,C =,可得t1=167ms，隨后的施密特觸發器保證了低電平的持續時間至少為167ms，從而滿足系統復位要求。 實際應用中，DSP的系統時鐘頻率較高，運行過程中極有可能會發生干擾和被干擾的現象，嚴重時系統會出現死機現象，所以，在以后的工作中，為了克服上述問題，硬件上必須做出相應的處理。其中最有效的辦法是采用具有監視(Watchdog)功能的復位電路。3)晶振電路給DSP芯片提供時鐘一般有兩種方法，一種是利用DSP芯片內部提供的晶振電路，在DSP芯片的X1和X2CLKIN之間連接一晶體可起動內部晶體振蕩器，這種方式的晶體應為基本模式，且為并聯諧振。第二種是將外部時鐘源直接輸入X2CLKIN引腳，X1懸空。采用封裝好的晶體振蕩器，這種方法使用方便，在實際應用中得到了廣泛的應用。在本系統中正是利用第二種方法提供給DSP芯片時鐘信號源，電路圖如圖213所示，2腳接地，就可在三腳得到所需的時鐘，1腳懸空。系統中由于DSP的時鐘為20 MHz，所以選擇外部晶振為20MHz。對TMS320LF2407A與別的CPU(51和96)不一樣，時鐘分為三種，CPUCLOCK, SYSCLOCK和WATCHCLOCK，它們由DSP內部的鎖相環時鐘模塊(PLL clock module)提供。其中CPUCLOCK它是由鎖相環時鐘模塊提供的最高頻率時鐘，為內部CPU使用，DSP內部所有的存儲器和任何直接與CPU總線直接連接的外圍設備，包括外部存儲器接口，都是用CPUCLOCK。圖213時鐘電路 The diagram of clock circuit系統時鐘SYSCLOCK和看門狗時鐘都由CPU時鐘提供。系統時鐘，一般采用CPU時鐘頻率的1/2或1/4，供DSP的所有外圍設備總線上的設備使用。而WATCHCLOCK時鐘頻率較低，為watchdog計數器和實時中斷模塊使用。3系統軟件設計 無刷直流電動機控制系統原理無刷直流機工作在由位置檢測器控制逆變器開關管通段的“自控式”變頻方式下，逆變器的變頻是自動完成的，并不需要控制系統加以干預及控制。要控制電機的轉速就應控制電機的轉矩，調節直流側電壓即可調節轉速。通常采用PWM（PulseWidth Modulation,脈寬調制）調節方式，通過改變控制脈沖的占空比來調節輸入無刷直流機的平均直流電壓，以達到調速的目的。無刷直流機系統通常采用轉速、電流雙閉環控制，系統原理圖如圖31所示。其中，ASR和ACR分別為轉速和電流調節器，通常采用PI算法實現。速度為外環，電流為內環，由于，電流調節的實際上是電磁轉矩。速度給定信號，與速度反饋信號送給速度調節器（ASR），速度調節器的輸出作為電流信號的參考值，與電流信號的反饋值一起送至電流調節器（ACR），電流調節器的輸出為電壓參考值，與給定載波比較后，形成PWM調制波，控制IPM模塊的實際輸出電壓。被確定要導通的相并不總是在導通，它受PWM輸出信號的控制，邏輯與單元的任務就是把換向信號和PWM信號結合起來，再送到IPM模塊。 圖31無刷直流機系統原理圖 The diagram of brushless system diagram PWM波的產生原理PWM波[4]是一種脈寬可調的脈沖波，用于交、直流電動機的電壓控制。定頻調寬是一種最常見的脈寬調制方式，它使脈沖波的頻率保持不變，只調整脈沖寬度。TMS320LF2407A DSP 設計了使用定時器周期值和比較器的比較值來實現產生PWM波的方法。周期值用于產生PWM波的頻率，比較值主要用于產生PWM的脈寬。因此，比較值要小于周期值。根據使用比較器的不同，有兩種產生PWM波的方法：一種是使用定時器比較寄存器；另一種是使用比較單元。后者產生的PWM波可以加死區。1)利用定時器比較寄存器產生PWM波每個定時器都有一個定時器比較寄存器TXCMPR和一個PWM輸出引腳TXPWM。利用定時器、定時器周期寄存器和比較寄存器，就可以在這個引腳上得到一個所謂對稱的或非對稱的PWM波。TXPWM引腳的輸出極性可以通過定時器控制寄存器GPTCONX的TXPIN位設置，其中包括強制高（輸出總是1）、強制低（輸出總是0）、高有效（與波形發生器輸出極性相同）、低有效（與波形發生器輸出極性相反）。a)非對稱PWM波的產生將定時器的計數方式設置在連續增計數方式時產生非對稱波形。由于本論文采用對稱PWM波，所以此種方法不做過多介紹。b)對稱PWM波的產生將定時器的計數方式改為連續增/減計數方式就會得到對稱的PWM波形，見圖32。在計數器初值為0且比較值小于周期值的條件下開始增計數。當計數到與比較值相等時，TXPWM引腳發生跳變；繼續計數到與周期值相等時，計數器開始減計數；再次計數到與比較值相等時，TXPWM引腳發生第二次跳變；當計數器減計數到0時，完成一個PWM周期，計數器開始新一輪的增計數。比較值的改變影響了PWM脈沖的兩邊波形，這就是對稱PWM波形的特點。由圖32可見，在對稱PWM波形中，如果增計數時的周期值和比較值等于減計數時的周期值和比較值，PWM波的周期是周期寄存器周期值的2倍。這種有效PWM波形的占空比計算公式為：同樣，低有效PWM波形的占空比公式也不變。如果比較值等于0，則引腳輸出保持1，其占空比為1。如果在增計數和減計數時的比較值都大于等于周期值，則引腳輸出保持為0，即占空比為0（見圖32）。如果在增計數時比較值大于周期值，而在隨后的減計數時會發生比較匹配，這時引腳仍然會發生正跳變，因此會產生輸出錯誤。這種情況下硬件會自動使輸出總是1，除非新的比較值為0。圖32定時器比較寄存器產生的對稱PWM波形 The diagram of timer pare register produced symmetric PWM waveform2)比較單元和死區單元每個事件管理器都有3個比較單元、1個比較控制寄存器COMCONx和1個比較方式控制寄存器ACTRx。每個比較單元都有1個比較寄存器CMPRx（注意區別于定時器比較寄存器TxCMPR），以及2個PWM輸出引腳。這一套組合可以使事件管理器產生6個帶死區的PWM輸出，用于控制三相逆變橋。它還可以產生空間矢量PWM波形。比較單元的操作功能與定時器比較寄存器的操作功能相似。當定時器的計數值與比較單元的比較寄存器的比較值相等時，就會在該比較單元的兩個PWM引腳上產生跳變（兩個引腳上的跳變與比較方式寄存器ACTRx的設置有關），并經過1個CPU時鐘后發出比較中斷申請。比較單元受比較控制寄存器和比較方式控制寄存器控制，通過這些寄存器可以設置比較輸出是否允許、比較值和方式寄存器的重載條件、空間矢量PWM的使用、PWM引腳輸出方式。3)利用比較單元產生PWM波利用比較單元產生PWM波與利用定時器產生PWM波的方法幾乎相同，只不過前者使用比較和死區單元，而后者使用定時器比較寄存器且沒有死區功能。以事件管理器A為例，利用比較單元產生PWM波時，要使用定時器1計數器T1CNT、定時器控制寄存器T1CON、周期寄存器T1RP、比較寄存器CMPRX、比較控制寄存器COMCONA、比較方式控制寄存器ACTRA、死區控制寄存器DBTCONA。對這些寄存器正確的初始化就可以產生對稱的非對稱的PWM波形。下面只對對稱波形PWM波的產生進行說明。將定時器的計數方式改為連續增/減計數方式就會得到對稱的PWM波形，見圖33所示圖33比較單元產生的對稱PWM波形 The diagram of pare unit symmetric PWM waveform generated 速度檢測算法由于本系統采用的是無傳感器控制，取消了傳統的位置傳感器和速度傳感器，因此速度反饋信號只能夠通過對無傳感器控制方法檢測到的轉子位置信號加以處理來得到。其原理是根據轉子位置信號變化的時間間隔來計算轉速，轉速計算公式可用下式來表示: …………………………………………………（31） 式中:P為極對數，這里p=3具體實現如下:在DSP的內存中開辟一個字(16位)的存儲單元，記為BCOUNT，用于測定轉子位置變化的時間間隔。在程序中每經歷一個電流環周期對BCOUNT計數一次，即BCOUNT的計數單位為(即產生三次定時器T1下溢中斷的時間間隔)。當 電角度: 電機轉速為: ……………………………（32） 將上式轉速n的單位化為，電機的轉速為 ………（33） 由于TMS320LF2407A DSP只能夠進行16位的除法運算，且運算結果商存入累加器的低位，余數存入累加器的高位。故實際采用的轉速計算公式為: ……（34）通常，速度檢測的性能是由速度反饋值的精度和滯后時間來描述的，只有在高精度的速度檢測下，才有可能改善系統的穩態性能；只有縮短速度檢測的滯后時間，才有可能使系統實現穩定的快速響應，保證系統的隨動性能。分析本系統的測速誤差，其可能產生的誤差來源有三個:1) 測量誤差，要提高速度檢測的精度，只有減小檢測時間，對于本系統來說即要減小測量值N的誤差。測量值N的每個數碼單位代表，而檢測時間是不可能無窮小的。最小的檢測時間應視DSP的運算處理能力和程序的運算量而定。2) 另一個誤差是由轉子位置信號誤差帶來的，由于轉子位置信號誤差造成提前或滯后換相，因此使得測量值N偏小或偏大。要減小此誤差，就要提高轉子位置信號檢測的精度。3) 再一個誤差來源是DSP的除法運算產生的計算誤差，由于TMS320LF2407A是16位定點型DSP，故除法運算不可避免的要產生誤差，我們在實際編程過程中，注意處理了除法運算產生的舍入誤差，在一定程度上提高了計算的精度。此外，要縮短速度檢測的滯后時間，即減小。由于采用反電勢法檢測轉子位置信號，每兩個轉子位置之間的電氣間隔是確定的(為電角度