電動自行車控制器的設計畢業論文(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 MOS工藝制造，DIP8腳封裝，具有獨立的低端輸入通道和高端輸入通道；其高端工作電壓可達600V；輸出電壓范圍10～20V；工作頻率可達500kHz；導通、關斷延遲小，響應迅速[6]。本設計采用DIP封裝的IR2103S，驅動芯片IR2103S引腳排列如圖4所示。圖4 驅動芯片IR2103S引腳排列 系統設計的原理依據 無刷直流電機的控制無刷直流電機由于沒有電刷，電機的運轉需要受到外部驅動電路的控制，可以用編程的方式實現電機的電子換相和無級調速。脈沖寬度調制屬于模擬控制方式，是根據相應載荷的不同來調制MOS管柵極的偏置量，來改變MOS管導通時間的。這種調節方式能保證電源的輸出電壓在工作發生條件變化時維持恒定，是利用處理器輸出的數字信號對模擬電路進行有效控制的一種方法。PWM脈寬調速，是指通過改變開關器件的通斷時間，來改變電樞兩端的平均電壓，調節電機轉速的方式。PWM的一個優點是從處理器到被控系統信號都是數字形式的，無需進行數模轉換，可將噪聲影響降到最小。電機通過霍爾位置傳感器獲取轉子的位置信息并送給控制器，控制器對位置信號進行邏輯綜合，輸出PWM波來控制開關管的導通和截止，驅動電機安全穩定運行。 速度電流雙閉環調節整個雙閉環控制系統包括電流回饋控制環和速度回饋控制環。系統的電流反饋控制環和速度反饋控制環的控制都是數字控制方式，都由單片機來完成。外環是速度回饋控制環，單片機根據設定的速度值與經霍爾傳感器獲得的信號計算出的實際速度值運算比較可以得到電流設定值，實際對應的為電機設定的電壓值。內環為電流回饋環，對速度控制電路的輸出電流設定值與經采樣電阻采樣放大轉換得到的電流值，通過合適的算法，計算出對應的PWM波，從而實現電動機的閉環調速控制。雙閉環調速系統把速度控制電路的輸出作為電流控制電路的設定值來回饋控制電機的轉速[7]。這種方法可以實時根據預設速度大小與實際運行速度大小的差值及時控制電機的轉矩，在差值較大時增大電機轉矩，加快速度變化，使電機速度較快地把達到預設值。在電機速度接近預設值時，自動減小轉矩，避免超調過大，實現快速調速。為了抑制干擾的影響，電流調節環的等效時間常數設置較小，使系統在受到干擾時能迅速反應，使系統的穩定性和抗干擾能力得到提高。而且雙閉環調節系統以速度調節電路的輸出作為電流調節電路的輸入設定值，對速度調節電路的輸出做出限制就同時限制了電路中的電流大小，從而實現保護逆變橋的作用[8]。電機的正反轉控制由單片機輸出相對應的信號控制開關管的導通相序。使用采樣電阻將流經MOS管的實際電流大小采樣處理后送到單片機，當電動機繞組的相電流大于程序設定值時，單片機能夠靈活地調用子程序進行保護。雙閉環調速原理圖如圖5所示。轉速調節電流調節PWM同步控制霍爾位置傳感器三相橋式逆變驅動電路母線電流檢測轉速計算無刷直流電機圖5 雙閉環調速原理 整體硬件系統框圖本文設計的電動自行車控制系統包括以單片機為核心的主控模塊；以IR2103S為核心的驅動模塊；另外還有位置信號檢測及綜合部分、電流信號采樣放大和比較部分以及一些外圍功能輔助電路等。控制電路實現電機的啟動、電子換相、無級調速、電子剎車制動等控制并可以對電機進行保護；驅動電路利用IR2103S的自舉技術驅動大功率MOSFET管的導通和截止驅動電機運行；外圍功能電路做到對各種信號的采樣處理、對不同電路的供電、保護等。系統整體框圖如圖6所示。保護電路功能電路AT89S52電流采樣及轉換無刷直流電機霍爾傳感器轉把、閘把驅動電路圖6 系統整體框圖直流電源通過大功率MOSFET管構成的逆變橋向無刷直流電機供電，在每一次采樣周期開始時，單片機先根據霍爾傳感器獲取的位置信息判斷系統的運行狀態，若處于靜止狀態則用軟件開環軟起動，當速度達到一定值后切換到閉環調節狀態。“軟啟動”可以緩解零狀態起步時耗電量大的問題，能延長一次充電的騎行里程。常規的電子換相是直接獲取霍爾傳感器采集得的信號進行換相控制，同時將電機速度反饋信號和手把給定的速度信號相減，得出偏差，經過控制算法得出控制量。再把控制量以PWM的形式輸出給驅動電路，由驅動電路調節逆變器的輸出電壓，就調節了電機的電流大小，從而調節電磁轉矩；當電磁轉矩和負載轉矩平衡時，系統的速度便達到了給定。電動車在正常騎行時，控制器的大功率MOSFET管處于開關工作狀態。電機速度控制采用脈寬調制方式，不同的速度對應電機的電壓電流也不同。行駛速度與控制器輸出PWM波的電壓成正比。因此，不同的速度和負載，功率管的功率損耗也不同。速度調節信號由霍爾調速轉把送出，轉換處理后送至單片機，由單片機對輸入信號進行邏輯綜合，輸出相對應的PWM脈沖信號至大功率驅動管。過熱保護、欠壓保護、過流保護和堵轉保護等功能的實現，由運算放大器采樣放大處理后送至單片機，再由單片機控制是否禁止輸出PWM波[9]。 模塊電路的設計 電源電路電源工作性能的好壞關系到整個控制系統的穩定。電源電壓為24V，不能直接給單片機和一些集成電路供電，因此需要把它轉換成符合量程的電壓。圖7 電源電路本設計電源電路轉換為5V和18V。其中5V給單片機和除IR2103S以外的集成電路供電，18V給IR2103S供電，24V直接給大功率MOSFET管供電。被控無刷直流電機額定工作電壓為24V，為濾除電機工作時母線上的波紋，使母線電壓穩定，并聯了一個大電容用來濾波。電源電路如圖7所示。 三相全橋逆變電路及驅動電路逆變電路由功率開關管組成，采用單極性PWM控制技術控制電動機運行。所謂單極性PWM控制，就是兩個開通管中一個開關管采用定頻調寬的PWM控制，另一個開關管常開。本電路中上橋臂開關管采用PWM控制，下橋臂開關管常開式。逆變電路中的開關管均采用大功率的MOSFET管。為了保護功率開關管，每個開關管上都并聯快速續流二極管IN4148。本系統采用MOSFET管的型號為60N06，是意法半導體公司生產的一種N溝道MOSFET。其基本參數為：漏源最大電壓 VDSS=60V，源極最大連續電流ID=60A，源極最大沖擊電流I=320A[10]。為了提高系統的效率，減小MOSFET的功率損耗，使功率管開關工作時的通態電阻最小，即滿足漏源電壓不小于10V，本系統采用l8V。圖8所示為驅動電路。圖8 驅動電路 電流采樣電路對于無刷直流電動機，在較大負載低速運行時，電機轉子繞組相線會產生較大電流，從而使得大功率M0S管中流入大電流，這樣容易導致M0S管燒壞，控制器無法正常運行。因此用電流檢測電路來時時監控電流大小必不可少，以便電流過大時及時發出中斷指令來保護控制器。電流檢測也是實現系統電流閉環調節的重要保障，一般來說電流檢測有以下兩種方案：（1）采用集成檢測模塊。現在電流檢測模塊種類很多，具有使用方便、反應靈敏、報警值可調和多路檢測等優點；但是成本較高，不易排查故障。（2）采用分流電阻間接測流。方法為：在直流繞組側接合適阻值以及功率的分流電阻，通過測量分流電阻上的電壓，可以得到直流回路中的電流值；然后對比直流電機三相繞組的各相相電壓就可以確定采樣獲取到的電流屬于哪一相。由于直流無刷電機本身的控制特點，方案1電路中最少要檢測任意兩相電流，因此至少需要兩組檢測模塊，這樣就使成本增加。第2種方案對于A／D轉換的精度以及軟件數據處理速度有一定的要求，其優點在于造價低。因此本系統采用第2套方案，降低成本，優化算法。電路運用LM358構成電流比較電路，經放大后輸出信號給數模轉換端口，之后輸送給單片機，完成電流采樣。同時康銅兩端電壓再送給比較器并與已知電壓比較，比較器的門限值由電阻分壓得到，一旦超出預定值便發出過流輸出信號給單片機，單片機發出中斷指令，完成過流保護[11]。采樣比較電路如圖9所示。圖9 采樣比較電路 霍爾位置檢測電路位置信號是電機控制的主要反饋信息，只有確定轉子的當前位置，才能根據程序要求決定下一步的定子三相繞組的導通模式。因此，能否有效控制無刷直流電機取決于轉子位置的精確測定。本系統采用霍爾式位置傳感器來獲取無刷直流電機的位置信息。霍爾傳感器是一種半導體器件，利用霍爾效應制成。當霍爾元件置于外磁場中有電流流過時，輸出霍爾電勢信號；當其沒有外磁場作用時，其輸出端無信號輸