異步電機變頻調速pwm控制電氣工程(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 們畢業設計的主要內容。2．直接（交交）變壓變頻裝置交交變頻器的主要構成環節由恒壓恒頻電源，交—交變壓變頻器，變壓變頻電源三環節構成，交交變頻電路是不通過中間直流環節而把工頻交流電直接變換成不同頻率交流電的交流電路，故又稱為直流變頻器或周波變頻器。因為沒有中間直流環節，僅用一次變換就實現了變頻，所以效率較高。大功率交流電動機調速系統所用的變頻器主要是交交變頻器。第二章 PWM變頻控制技術變頻器工作原理：變頻器是利用電力半導體器件的通斷作用把電壓、頻率固定不變的交流電變成電壓、頻率都可調的交流電源。在諸多交流異步電動機調速技術中，如調壓調速、變極調速、串級調速、滑差調速、變頻調速等，其中由于變頻調速具有的優點：（1）調速時平滑性好，效率高；（2）調速范圍較大，精度高；（3）起動電流低，對系統及電網無沖擊，節電效果明顯；（4）易于實現過程自動化；因此，變頻調速技術是當前應用最廣泛的一種調速技術。在中小功率的變頻調速系統中使用最多的變壓變頻調速，簡稱U/F控制，相應的變頻調速控制器為電壓源型變頻調速器（VSI）。由電機學知識可知異步電動機的轉速與電源頻率有以下關系： （21）式中：n—電機的轉速（r/min）； p—磁極對數； s—轉差率（％）； f—電源頻率（Hz）。從式（21）可以看出，改變電源頻率就可以改變電機轉速。另外，根據的電勢公式知道，外加電壓近似地與頻率和磁通的乘積成正比。即 （22）式中C1為常數。因此有： （23）若外加電壓不變，則磁通隨頻率而改變，如頻率下降，磁通會增加，造成磁路飽和，勵磁電流增加，功率因數下降，鐵心和線圈過熱，顯然這是不允許的。為此，要在降頻的同時還要降壓，這就要求頻率與電壓協調控制。此外，在很多場合為了保持在調速時，電動機產生最大轉矩不變，也需要維持磁通不變，這亦由頻率和電壓協調控制來實現。通過改變異步電動機的供電頻率，從而可以任意調節電機轉速,實現平滑的無級調速。 現代變頻調速技術控制方式可以分為以下幾種：（1）U/f=C的正弦脈寬調制（SPWM）控制方式：其特點是控制電路結構簡單、成本較低，機械特性硬度也較好，能夠滿足一般傳動的平滑調速要求，已在產業的各個領域得到廣泛應用。（2）電壓空間矢量（SVPWM）控制方式：它是以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的，一次生成三相調制波形，以內切多邊形逼近圓的方式進行控制的。經實踐使用后又有所改進，即引入頻率補償，能消除速度控制的誤差；通過反饋估算磁鏈幅值，消除低速時定子電阻的影響；將輸出電壓、電流閉環，以提高動態的精度和穩定度。但控制電路環節較多，且沒有引入轉矩的調節，所以系統性能沒有得到根本改善。（3）矢量控制（VC）方式：矢量控制變頻調速的做法是將異步電動機在三相坐標系下的定子電流、通過三相－二相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流,，再通過按轉子磁場定向旋轉變換，等效成同步旋轉坐標系下的直流電流、（相當于直流電動機的勵磁電流；相當于與轉矩成正比的電樞電流），然后模仿直流電動機的控制方法，求得直流電動機的控制量，經過相應的坐標反變換，實現對異步電動機的控制。其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度，磁場兩個分量進行獨立控制。通過控制轉子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經坐標變換，實現正交或解耦控制。（4）直接轉矩控制（DTC）方式：1985年，德國魯爾大學的DePenbrock教授首次提出了直接轉矩控制變頻技術。該技術在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，并以新穎的控制思想、簡潔明了的系統結構、優良的動靜態性能得到了迅速發展。目前，該技術已成功地應用在電力機車牽引的大功率交流傳動上。直接轉矩控制直接在定子坐標系下分析交流電動機的數學模型，控制電動機的磁鏈和轉矩。它不需要將交流電動機等效為直流電動機，因而省去了矢量旋轉變換中的許多復雜計算；它不需要模仿直流電動機的控制，也不需要為解耦而簡化交流電動機的數學模型。（5）矩陣式交交控制方式：VVVF變頻、矢量控制變頻、直接轉矩控制變頻都是交－直－交變頻中的一種。其共同缺點是輸入功率因數低，諧波電流大，直流電路需要大的儲能電容，再生能量又不能反饋回電網，即不能進行四象限運行。為此，矩陣式交－交變頻應運而生。由于矩陣式交－交變頻省去了中間直流環節，從而省去了體積大、價格貴的電解電容。它能實現功率因數為l，輸入電流為正弦且能四象限運行，系統的功率密度大。該技術目前雖尚未成熟，但仍吸引著眾多的學者深入研究。在這里本文采用是基于SPWM控制方式即U/f=C的正弦脈寬調制，其特點是控制電路結構簡單、成本較低，機械特性硬度也較好，能夠滿足一般傳動的平滑調速要求，已在產業的各個領域得到廣泛應用。U/f=C的正弦脈寬調制控制方式原理: （24）式中：Eg —氣隙磁通在定子每相中感應電動勢的有效值，單位為V； f1—定子頻率，單位為Hz； Ns—定子每相繞組串聯匝數；kNs—基波繞組系數； Fm—每極氣隙磁通量單位為Wb。由式（21）可知，只要控制好 Eg 和 f1，便可達到控制磁通Fm 的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況，這里主要討論基頻以下： （25）轉速給定既作為調節加減速的頻率f指令值，同時經過適當分壓，作為定子電壓U1的指令值。該比例決定了U/f比值，由于頻率和電壓由同一給定值控制，因此可以保證壓頻比為恒定。但是，在低頻時 Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補償定子壓降。，帶定子壓降補償的恒壓頻比控制特性于下圖中的b線所示，無補償的控制特性則為a 線所示。 恒壓頻比控制特性在基頻以上調速時，頻率應該從f1N向上升高，但定子電壓Us 卻不可能超過額定電壓UsN，最多只能保持Us =UsN，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。基頻以上在這里不多做分析。U/f控制有兩種基本實現方法：脈幅調制（PAM），脈寬調制（SPWM）。 SPWM模式下交直交變頻器工作原理本文采用的是SPWM基礎上改進型SAPWM控制模式，所謂的SPWM波形就是在進行脈寬調制時，使脈沖系列的占空比按正弦規律來安排。當正弦值為最大值時，脈沖的寬度一也最大，而脈沖間的間隔則最小。反之，當正弦值較小時，脈沖的寬度也小，而脈沖間的間隔則較大。這樣的電壓脈沖系列可以使負載電流中的諧波成分大為減小，等效的原則是每一區間的面積相等，把一個正弦波分作幾等份,然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的矩形脈沖來代替，矩形脈沖的幅值不變，各脈沖的中點與正弦波每一等分的中點相重合（），這樣由幾個等幅不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦波等效，稱作SPWM波形。同樣，正弦波的負半周也用同樣的方法與一系列負脈沖波等效。 SPWM波形 SPWM調制 SPWM調制分為單極性調制和雙極性調制。（1）單極性調制：單極性PWM調制在半個周期的調制波中，三角載波只在正極或負極一種極性范圍內變化，是用一條正弦控制波與一條在正弦波正半周的極性為正、負半周的極性為負的等腰三角載波進行比較后得到PWM波的調制方式。在正半周，如果正弦信號的幅值大于三角信號的幅值則比較器的輸出取正電平。如果正弦信號的幅值小于三角信號的幅值，輸出0電平，這樣對應于逆變器輸出只有Ud和0兩種狀態。而在負半周，當正弦信號的幅值大于三角信號的幅值時，比較器的輸出取負電平；當正弦信號的幅值小于三角信號時，取0電平，這樣對應于逆變器輸出只有Ud和0兩種狀態。因此對于單極性PWM控制的逆變器可以輸出幅值為別Ud, 0和Ud的三種方波電壓[3]。（2）雙極性調制雙極性調制及逆變器輸出電壓。當正弦信號幅值大于三角波幅值時，比較器輸出+Ud，反之輸出Ud，這樣只能得到正、負兩種電平的PWM信號。 單極性調制對于一個具體的逆變電路，是采用單極性還是雙極性PWM控制方式，取決于主電路本身的結構。有些電路，如單相橋式逆變電路，既可用單極性PWM控制，也可用雙極性PWM控制。而三相橋式逆變電路則采用雙極性PWM調制信號去控制。在同等情況下，單極性PWM調制波比雙極性PWM調制波的諧波分量要小。 三相逆變電路工作原理當前廣泛應用的SPWM逆變電路通常采用IGBT作為開關器件，在一個電壓輸出周期中，對各開器件進行多次通、斷控制，這樣既可調節輸出電壓的大小和頻率，又可降低各次諧波分量的影響。是載波信號，,是三個調制電壓波，初相依次相差120o 下面依次是逆變器相對于直流電源假想中點的輸出電壓波形。是逆變器輸出的線電壓波形，圖中虛線代表與之面積等效的正弦波。同樣，當負載為感性時，如電動機，負載電流不能突變，這樣也可以使逆變器輸出的電流波形更接近于正弦波，使其運行更加平穩，也減小了損耗，提高了效率。 SPWM模式下工作波形 逆變器拖動感性負載時線電流波形 SPWM波生成對SPWM逆變電路分析時，應為分同步和非同步兩種調制方式情況來分析。在非同步SPWM調制時，一個調制波周期內所含的各脈沖模式不具備重復性，因可無法以調制波的角頻率為基準。比時以載波角頻率為基準，考察其邊頻帶波分布情況的方法較合適。，Tc為載波周期，Us為正弦控制信號，其角頻率為，采樣時刻分別是和。 采樣圖，其峰值為2Uc，即以等腰點為中性點、幅值為正Uc的對稱三角波。圖中為A相輸出電壓基波。，中性點0與直流電壓中點相連時，其工作原理分析如下：在a0區間，A相橋臂的上部元件S1 導通，在A相繞組上施加的相電壓值為，寬度為方波。a 1 時刻S1 關斷，下部功率元件S4 導通，a 相繞組上施加的相電壓為幅值 ，寬度為的方波[5][6]。在調制正弦波半周期（0 ）中，S1 和S4 分別導通和關斷N /2次。其中載波比N和調制系數分別被定義為： （26） （27）式中：f c —三角波頻率； f －輸出基波頻率；Urm —調制正弦波幅值；Uc —載波信號峰值。S1 和S4 的交替互補通斷，形成的輸出a 。，當正弦電壓瞬時值大于三角波瞬時值時，功率元件S1 導通而S4 阻斷，反之亦然。為了調節輸出電壓頻率（基波頻率），只需要調節調制波頻率。為了調節輸出電壓幅度，只需調節調制波的幅度。注意，輸出U相電壓基波u a1 雖然和調制正弦波ur 具有相同的形式和頻率，但其幅度卻不相等，其幅度之比為： （28）式中：U m —三角波信號峰值； K—功率開關放大器（逆變器）的電壓放大倍數。按照式（27）對調制系數的定義知，在載波比N確定后，每半周脈沖個數隨之確定，基準正弦調制波與三角波的交點時刻隨調制系數變化。從而使輸出脈寬隨變化，達到了輸出電壓幅值調節的目的。 雙極性調制 取N為奇數，則輸出電壓基波半周內脈沖電壓個數i=（N1）/2。，即： （29）式中： SPWM輸出波形的分析,可以看出、的PWM波形都只有177。兩種電平。輸線電壓PWM波可以得出，由177。Ud和0三種電平構成，負載相電壓PWM波由（177。2/3）Ud、（177。1/3）Ud和0共5種電平組成。負載電壓可以由下列公式得到： （210） SAPWM模式 SAPWM波形產生通過分析得出鞍形波的生成函數如公式（211），SAPWM調制波的分析給出的SAPWM調制波前半個周期的表達式可寫成如下的函數： （211） 這個函數是定義在[0，]上的函數，而在[，]內的波形和前面的對稱，波形表達式與之相似。則則整個[0，]。 前半個周期的SAPWM調制波 SAPWM優點研究結果表明，采用SAPW1Vl模式可使變頻器的線性輸出線電壓達到電網輸入線電壓，其值是SPWM模式的，即提高了15%,且在抑制諧波電流、減小轉矩脈動和增大輸出轉矩方而有顯著效果。SAPWM調制波中只含有3的奇數倍次諧波。，不會影響d,q兩軸的分量。這樣我們就可以在原有的SPWM整流器直接電流控制系統中從零軸注入這些3的奇數倍次諧波來生成SAPWM調制波，而不會影響原有的控制系統。 電壓源型三相六拍式交直交變頻器主電路原理如下圖： 變頻器的主電路圖變頻器主要由整流（交流變直流）、濾波、逆變（直流變交流）、控制單元（驅動單元、檢測單元微處理）、保護電路等組成的。變頻器電路可以分為5個主要部分：（1）整流器：它與單相獲三相交流電源相連接，產生脈動的支流電壓。整流器有兩種基本類型，可控的和不可控的。為后續的逆變做準備。（2）中間電路：它有以下3種類型：將整流電壓變換成支流電流；使脈動的支流電壓變得穩定或平滑，供逆變器使用；將整流后固定的支流電壓變換成可變的支流電壓。（3）逆變器：將滯留逆變成交流為電機提供交流電，其次它產生電機電壓的頻率。另外，一些逆變器還可以將固定的支流電壓變換成可變的交流電壓。（4）控制電路：它將信號傳給整流器、中間電路和逆變器，同時它也接受來自這些部分的信號。具體被控制的部分取決于各個變頻器的設計。變頻器都是由控制電路利用信號來開關逆變器的半導器件，這是所有變頻器的共同點。（5）保護