單相太陽能逆變電源控制系統比來畢業論文(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 （2—10）綜上，濾波電感的取值范圍為。在實際設計過程中，由于電感的體積、成本等因素的影響，一般只需考慮電感的下限值，即取稍大于下限值即可。另外需要特別指出的是，以上的計算是建立在額定輸出電壓，即=220V的基礎上，考慮到實際負載下電壓的波動范圍，在設計電感時，最終選取電感值為=5mH。電感的額定電流為10A。（2）負載的計算根據不同的負載類型，計算負載的等效阻抗。對于電阻性負載，其等效阻抗 就是負載電阻R；對于阻性負載，其阻抗為Z=R+jωL,可求出模和相位， ；對于感性負載，為了提高輸出功率因數，有時采用電容補償，組成RLC串聯諧振負載，其等效阻抗為，諧振時虛部為零，負載為等效電阻R。本設計逆變器輸入電壓為400V，輸出功率為2KW，逆變器開關頻率為10KHZ，RLC諧振負載，其等效電阻為 ==80 Ω （2—11）負載上的電流幅值為： （2—12）即 =5 Ａ （2—13）開關管、上的電壓定額為: （2—14）即 =3400=1200 V （2—15）式中裕量取其為3倍開關管、上的電流定額為： （2—16）即 =(～2)5=10 Ａ （2—17）式中裕量取其為2倍逆變電源的主功率元件的選擇至關重要，目前使用較多的功率元件有達林頓功率晶體管（BJT），功率場效應管（MOSFET），絕緣柵極晶體管（IGBT）和可關斷晶閘管（GTO）等，在小容量低壓系統中使用較多的器件為MOSFET，因為MOSFET具有較低的通態壓降和較高的開關頻率，在高壓大容量系統中一般均采用IGBT模塊，這是因為MOSFET隨著電壓的升高其通態電阻也隨之增大，而IGBT在中容量系統中占有較大的優勢，而在特大容量（10OkVA以上）系統中，一般均采用GTO作為功率元件。隨著針對于光伏系統的功率模塊的發展，主電路元器件選擇功率模塊也是一個比較有一前景的。因此針對本電路的特點，在此選用IGBT作為開關元件。在IGBT的選擇中，需要注意以下幾個方面的問題：電壓容量:在IGBT開關過程中，C、E兩端電壓尖峰不能超過器件的最高耐壓值，否則，器件將被過壓擊穿而損壞。電流容量：在IGBT工作過程中，集電極峰值電流必須處在IGBT開關安全工作區以內（即小于兩倍的額定電流）。散熱要求：IGBT在開關過程中會產生大量開關損耗而使器件發熱，因而在選擇器件時還必須綜合考慮裝置的散熱條件。分別從以上三個方面考慮，在本系統中，IGBT的C、E兩端承受的電壓為直流400V，考慮到器件開關過程中電壓尖峰的影響，選取一定的電壓裕量，因而取耐壓為600V；在電流方面，最大為11A，因而為了保證系統的工作安全，對開關管電流選取了較大的裕量，取額定電流為30A；在本系統中，逆變器的開關頻率為5KHZ，在散熱方面，為了保證開關管的充分散熱，我們采用了添加散熱器的措施。綜上，本系統最終采用了G30N60型的單管IGBT，其主要參數為:耐壓:600V，額定電流：30A。緩沖電路采用單個電容的方法。選用CBB的1200V/。光伏陣列的逆變器的控制主要有兩個控制閉環，即對輸出波形的控制及對功率點的控制。對輸出波形的控制要求快速，一般要求在一個開關周期內實現對輸出電壓或電流的跟蹤，而對光伏陣列功率點控制的速度要求不是很快。 為了使光伏陣列所產生的直流電源逆變成交流電后向負載（用戶）供電，就必須對逆變器的輸出波形實時跟蹤控制，使其逆變出的電壓，頻率，波形符合負載需要。目前逆變器多采用PWM控制方式，對逆變器功率半導體開關器件進行適當的驅動控制，保證逆變器的輸出電流時刻跟蹤參考電流。主要的控制策略有瞬時比較PWM控制方式、定時比較PWM控制方式、三角波比較PWM控制方式和瞬時值反饋控制方式等3 單相太陽能的DC—DC變換（Boost電路）太陽能發電控制系統一般包括太陽能電池最大功率點跟蹤（MPPT）控制器、蓄電池充放電控制器、直流升壓或降壓變換器（Boost or Buck DC—DC）控制器及逆變器（DC—AC）控制器等。（1）換流過程分為：電壓換流，電流換流。（2）按電路形式分為：降壓電路 ；升壓電路 ；升降壓電路 或。（3）按輸入輸出間是否有電氣的隔離可分為：不隔離式和隔離式直流變換器兩種。常用的單開關器件直流變換器主要有6種即：降壓（Buck）型變換器、升壓（Boost）型變換器、降升壓(BuckBoost)變換器和3種升——降/降——升壓（Ck、Sepic和Zeta）型變換器。 DC——DC變換電路定義DCDC：直流――直流變換器（DC－DC Converter）的功能是將一種直流電變換為另一種固定或可調電壓的直流電，又稱為直流斬波器（DC Chopper）。只對直流參數進行變換的電路。它能完成以下功能：（1）直流電幅值變換；（2）直流電極性變換；（3）直流電路阻抗變換；（4）有源濾波。理想直流變換應具備的性能：（1）輸入輸出端的電壓均為平滑直流,無交流諧波分量。（2）輸出阻抗為零。（3）快速動態響應,抑制能力強。（4）高效率小型化。DCDC變換電路有很廣泛的應用于直流電機的調速、直流焊機、電解電鍍、開關電源、功率因數的校正等場合。一般結構：圖3—1 DCDC變換一般結構雙開關器件DCDC變換器有兩級串接升壓型和半橋式(BuckBoost)換器。四器件的變換器主要是全橋式DCDC(BuckBoost)變換器。典型的升壓型斬波器如下圖：圖3—2 升壓型斬波器（Boost）電路上圖3—2為典型的升壓型斬波器（Boost）電路,該電路的特點:是一種升壓型DC－DC變換電路，輸出電壓大于輸入電壓，VT的占空比Dy必須小于1，輸入電流連續。輸出電壓Uo= /(1－Dy)。像圖3—2那樣在電源與負載之間串接一個通——斷控制的開關的器件絕不可能使負載獲得高于電壓的直流電壓。為了獲得高于電源電壓的直流輸出電壓，一個簡單而有效的辦法是利用電感線圈在其電流減小時所產生的反電動勢。當電感電流減小時，為正值。將此電感反動勢與電源電壓串聯相加送至負載，則負載就可以獲得高于電源電壓的直流電壓。圖3—2就是在這一啟發下利用一個全控型開關和一個續流二極管加上電感、電容構成的直流——直流升壓變換電路——Boost變換器。 Boost電路電感的設計Boost變換器是輸出直流電壓平均值高于輸入電壓的單管不隔離直流變換器，依據上圖()Boost變換器中電感L 在輸入側，稱之為升壓電感。開關仍為PWM控制方式，但它的占空比D必須限制，不允許在D=1情況下工作。同樣Boost變換器有電感電流連續和斷流兩種工作方式。當電感電流連續時，Boost變換器存在兩種開關狀態，即（1）VT導通，VD截止。開關狀態1；（2）VT阻斷，VD導通，開關狀態2。而當電感電流斷流時，Boost變換器還有第三種開關狀態，即VT阻斷，VD截止，電感電流為0；開關狀態3。如下圖所示開關兩種狀態： （1）開關置于1時 （2）開關置于2時圖3—3 電感電流連續的兩種狀態圖在DCDC開關變換電路中，開關元件被周期性的接通和關斷，控制開關接通的時間和整個周期T的比例稱為開關接通占空比，即,它是開關變換電路中的一個重要參數。對一般的變換器來說，電源電壓下降時，為了使輸出電壓穩定，控制線路總是盡量增大占空比，使電壓增益變大來維持輸出電壓恒定。但由于電感和電容寄生電阻的影響，導致當輸入電壓一定時，占空比D超過一定值時，輸出電壓不僅不增加，反而會減小，這是不允許的。因此在設計中選擇濾波元件總是選取盡量小的寄生電阻的元件，且實際應用中，使占空比調節在D 。由上面分析可知，Boost電路應工作在連續導電模式下，穩態波形如下圖：圖3—4 Boost電路連續導電時的穩態波形穩態時電感上的電壓在一個周期內對時間的積分必須為零(伏秒平衡)，即 （3—1）其中：——是太陽能的輸出電壓；——直流側的電壓，也即Boost電路的輸出電壓；——開關管的開關周期；D ——占空比；——開關管的導通時間；——開關管的截止時間。整理后可得： （3—2）假設電路沒有損耗： （3—3）其中：——太陽能的輸出功率； （3—4）是Boost電路的輸出功率，即后級和電網等效的負載RL消耗的功率， （3—5）則有： （3—6）其中：——負載的平均電流；——太陽能的輸入平均電流；——電感上的平均電流，由于電感電流與輸入電流是相同的，則： （3—7）由可得出： （3—8）其中：——電感也即輸入電流的紋波電流；定義由以上的公式可得出： （3—9）由此可知，假設其他的條件不變換時，當時，L取得最大值， （3—10）為了保證額定情況下滿足紋波電流的要求，因此：本系統中太陽能板的電壓輸入范圍為=125~400V,直流側電壓為=400V由可得=，所以占空比為D=0~，2000W。如果DCDC開關變換電路的輸入電壓是一個平直的直流電壓，在開關接通占空比為常數的情況下，輸入電壓除了直流分量之外，還包括開關頻率及其倍數次的諧波。在實際應用當中，必須將這些諧波用濾波器將其清除。因為諧波越高，濾波越容易，濾波器體積也就越小，因此，在DCDC變換電路當中，開關頻率往往較高。開關管工作頻率的選擇：工作頻率過高，則輸出波形諧波含量少，有利于濾波，但工作頻率過高則管子的損耗和發熱就會增加，所以本系統中取開關管的開關頻率為=20HZ，則=50。由，我們可得出：= （3—11）其中：此處的電流紋波選取。 Boost電路電容的設計對于連續導電模式，假如流經二極管電流的所有紋波電流成分都流經電容器，而平均值流經負載電阻。則流經電容上的電流和電壓如下圖所示：圖3—5 電容兩端的電流，電壓波形由公式： （3—12）即：=47 （3—13）實際電路中，中間支撐電容除了給Boost輸出濾波外，還具有儲能的作用，且全橋逆變器也不能完全看作是純阻性負載，所以中間電容取20倍的較大裕量，用1000uF的電容。 開關管和二極管的選型設計由于在逆變電路中采用的是IGBT，此處也采用IGBT。關于其性能和特點，不在贅述，選取同一型號IGBT。 二極管的設計升壓斬波電路中的二極管應具有較低的通態壓降和快反恢復特性，在電路中承受最大400V的電壓和最大11A的電流，因此選用DSEI30~06，其主要參數為電壓：600V，電流為30A。 其他參數的選取由前述的Boost的光伏陣列的輸出電流是在直流之上疊加了一個高頻分量。同時雷擊等尖峰電壓和一些額外的因素引起的波動會對逆變器造成影響。因此有必要設置輸入電容，使其與光伏陣列與逆變器之間的導線上的分布電感組成一個低通濾波，使各部分產生的干擾盡量不影響另一部分。經由詢問、查閱資料等一些經驗值可得：輸入電容的值一般取500Uf4 太陽能獨立光伏發電系統控制系統電路設計 （1）功率為——2KW； （2）采取的與負載隔離方式為——無隔離，即無變壓器；（3）MPPT的范圍為——125～600V；（4）太陽能電池板的最大空載電壓為——600V；（5）最大的直流輸入電流為——11A；（6）最大的功率為——2200KW；（7）最大的負載電流為——；（8）額定的交流輸出功率為——1900KW；（9）輸出的額定頻率為——50HZ；變化范圍在1%之間；（10）輸出的功率因數為——； DSP概述DSP是整個控制系統的核心，它接收檢測電路送來的模擬信號，對它們進行處理和計算，完成占空比的計算，然后產生所需要的控制波形，送入主電路進行控制，其特點是能夠處理的運算量大，能滿足較高的速度要求。本系統的控制電路使用美國TI公司的 TMS320F2812DSP作為主控制芯片，其快速的運算能力、豐富的外設資源能為整個控制系統提供一個良好的平臺。DSP是整個控制系統的核心，它接收采樣電路送來的模擬信號，按照控制算法對采樣信號進行處理，然后產生所需要的PWM波形，經驅動放大后控制主電路功率開關管的通斷。 控制芯片TMS320F2812DSP簡介TMS320F2812DSP是美國TI公司推出的最先進、功能最強大的32位定點數字信號處理器，它既有數字信號處理能力，又具有強大的事件管理能力，為控制系統應用提供了一個理想的解決方案。 TMS320F2812DSP采用高性能的靜態CMOS技術，低功耗設計，Flash編程電壓為 ，主頻高達150MHZ。其主要的資源配置有：（1）高性能32位CPU運行頻率高達150MHz，4MB的程序/數據尋址空間：高效的代碼轉換功能（支持C/C++和匯編）；與TMS302F24x/F240x系列DSP代碼兼容；（2）高性能低功耗，；（3）128Kl6位的內部FLASH存儲器；18Kl6位的單周期訪問SARAM；（4）引導 Rom（BOOTRom）；帶有軟件啟動模