畢業論文大功率直流開關電源設計(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 電感中最大電流為交流輸入電壓下限時通過直流輸入電路的平均電流=理論上輸入濾波電感越大，電流脈動越小，輸入功率因素越高，但受體積重量和價格的限制，并根據繞制廠家的現有工藝水平，選用C1532l05硅鋼片鐵心，電感量為18mH的工頻電感。電感量的確定較難精確計算，可通過實驗確定。 逆變電路的設計 功率轉換電路的選擇根據第二章的分析可知，該電源屬于大功率電源，采用全橋式功率轉換電路. 確定電路工作頻率f考慮到開關管的參數、控制電路及主電路的特性等因素，選取開關橋的工作頻率為30KHz。 高頻變壓器的計算(1) 選擇工作磁通密度B磁芯選用MX0200鐵氧體材料。選取工作磁通密度B=900GS.(2) 計算磁芯規格并計算原變繞組匝數根據電源所用高頻變壓器的設計經驗，磁芯采用環形磁芯。磁芯規格:Ddh= 1206020 mmD為環形磁芯的外直徑d為環形磁芯的內直徑h為環形磁芯的厚度根據設計高頻變壓器的總結公式:= 100在公式中，應取最大值。電路工作頻率為30KHz，T=，為導通時間，根據計算的占空比，我們暫取11uS，為施加在原變繞組上的電壓幅值，其最大值為電網電壓最大時的三相整流濾波輸出值:380(1+ 20%)=640V。為磁芯截面積:=所以，計算所得高頻變壓器原邊繞組匝數為:取整數為65T。(3) 計算副邊繞組匝數按設計要求，輸出電壓最大值為286V，考慮從電源輸出端到負載之間傳輸線的壓降(取壓降)，因此，該電源的最高輸出電壓為:=325+=輸出整流二極管的壓降取2V:；我們暫取開關橋的最大占空比=；因此，最高輸出電壓、額定負載時高頻變壓器副邊繞組最低電壓幅值為:= (+2+)/ = 因此，根據公式:=其中，= 380(120%)=410V得到副邊繞組匝數為:=因此，變壓器副邊繞組的匝數應取整數79T。原邊繞組必須重新修正，為所以，變壓器原邊繞組的匝數還應取整數65T。(4) 計算實際占空比在輸入電壓最低，輸出電壓最高時有最大占空比= 380(120%)=410V=/= 79410/65= 498V=在輸入電壓最高，輸出電壓最低的時候有最小占空比=/= 79640/65= 777V設此時+= 1V=相應的導通脈寬:T/2=T/2=(5) 選擇繞組導線線徑取負載電流為額定負載電流的105%，則流過輸出電感的電流平均值為5120% =，流過副邊繞組的電流幅值即為流過電感的電流幅值，即為=其平均值 = 其有效值 = 考慮到存在集膚效應，根據相關文獻，因此。為繞制方便。取電流密度J=3A/mm，，因而選用24根絞合而成。原邊繞組流過的電流為雙向電流，其寬度為，其幅度由折算負載電流，折算到輸出電感電流增量以及勵磁電流等三部分組成，前兩者也如副邊平均幅值電流那樣取平均折算電流幅值，即=/= 79設勵磁電流幅值為折算副邊電流幅值的8%，即:= = = 它是鋸齒形電流，我們將其轉換成平均值在疊加到副邊電流上。的平均值為=/2= 因此，原邊繞組等效矩形波電流幅值為 = += += 其有效值為:===，電流密度J=3A/mm，。(6) 校核窗口面積1206020磁芯窗口面積為:= =2826mm，因此原邊繞組占有的標稱面積為:=副邊繞組占有的標稱面積為:=占空系統為:= (+)/= (195+140)/2826= 可見窗口面積綽綽有余。(7) 校核繞組壓降及功耗1206020磁環的高度為2cm，徑向厚度為3cm，設副邊繞組平均匝長為15cm， mm，所以其截面積為: = 23= mm單個繞組的電阻為==(15)79/=純銅在25℃ mm/m式中(15)是把厘米換算成公式需要的米度量單位.副邊繞組的功耗為: == =設原邊繞組的平均匝長約為12cm， mm，所以其截面積為:= 20= 其中，電阻為；==1265/=原邊繞組的功耗為: == =變壓器得到繞組的總損耗: = += += 選用高壓開關管(1) 耐壓根據相關文獻可以查到，全橋功率轉換電路高壓開關管上施加的最高電壓為=E，對應于最高輸入電網電壓的輸入整流電路的直流輸出電壓: = =640V考慮各種因素的影響取50%的裕量640(l+50%)=960V(2) 開關電流在一些參數尚不知道的情況下，我們需要估算開關管的電流，以便選擇開關管和計算輸出濾波電路。在高頻變壓器的計算中。輸入整流濾波電路的最大輸出電流平均值:===此時，= 輸入整流濾波電路的最小輸出電流值:===此時，=所以，根據計算所得的結果分析，我們選取三菱電機公司第三代IGBT單管CM60HSA24作為高壓開關管，其耐壓為1200V，電流容許值為60A。 隔直電容的選擇在第二章中，我們對主電路的工作模式進行了分析，對電路的重要參數之間的關系進行了推導，得出了如下關系式:△T = 4 * * /DT其中: △T為初級電流下降的時間；為變壓器的漏感；為占空比；變壓器的漏感與繞線工藝及磁芯形狀等有關，繞制好的變壓器漏感基本不變。在前面，我們設定電路的工作頻率為30KHz，計算得到的最大占空比=，并且我們假設初級電流下降的時間為4uS，所以= = 輸出整流濾波電路輸出整流濾波電路是通過快恢復整流二極管的整流和濾波電感及濾波電容將高頻變壓器輸出的高頻交變電壓或電流編程要求的輸出電壓或電流。因為輸出電壓比較高(22OV)，所以高頻變壓器的副邊選用橋式整流，以提高安全可靠性。下面對輸出整流電路的各部分進行一下分析與計算。 輸出整流二極管因為輸出二極管工作于高頻狀態(30KHz)，所以應選用快恢復二極管。(1) 輸出整流二極管的耐壓高頻變壓器副邊的輸出最高電壓峰值為:==380(1+20%)=(2) 輸出整流二極管的電流輸出整流二極管流出的電流即為流過輸出濾波電感的電流。根據以上分析，同時考慮一定的裕量，選取RURU3O12O作為輸出二極管。該二極管的耐壓為120V，額定電流為30A。 輸出濾波電感根據相關文獻的公式可以得到:L﹥選為額定負載電流的5%，即= 55% =T=1/=1/3010==(*T)/2== 此時的電感電流增量不得大于2，所以L===10H10H 輸出濾波電容(1) 根據輸出紋波電壓來計算濾波電容的大小:C===10F(2) 根據輸出電壓動態幅度來求出濾波電容的大小C=其中，為輸出電流的最大值取5A，Vp為電源從滿載突變到空載時輸出電壓的上沖幅度，取該值為22lV因此，輸出濾波電容為:C==334uF取以上兩者最大值，并考慮一定裕量，最后取C= 5OOuF第4章 控制電路的設計 PWM集成控制器的基本原理PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反饋控制，可滿足穩定電壓的要求，電流型控制器增加了電流反饋控制，除了穩定輸出電壓外，還有以下優點:1. 當流過開關管的電流達到給定值時，開關自動關斷；2. 自動消除工頻輸入電壓經整流后的紋波電壓，并開關電源輸出端3OOHz以下的紋波電壓很低，因此可減小輸出濾波電容的容量；3. 多臺開關電源并聯工作時，PWM開關控制器具有內在的均流能力；4. 具有更快的負載動態響應:圖41脈寬調制集成控制器的框圖及其波形圖常用的脈寬調制(PWM)型集成控制器如圖41所示的幾個部分組成。基準電壓和采樣反饋信號通過誤差放大器比較放大后，輸出的差值信號和鋸齒波(或三角波)比較，從而改變輸出脈沖的寬度，以實現穩壓。有些控制器僅有一個輸出端，而多數控制器都設有用觸發器和“與”門電路組成的相位分離器，用它來將單脈沖變換成交替變化的二路脈沖輸出，用于供驅動推挽和橋式變換器中的功率開關管，此時變換器的工作頻率等于控制器內部鋸齒波振蕩器振蕩頻率的一半。當然也可將控制器的兩路輸出并聯起來去驅動單端變換器或串聯調整型開關穩壓電源中的功率開關管，此時開關穩壓電源的工作頻率就等于控制器內部鋸齒波振蕩器的頻率。 高速脈寬調制器UC3825根據我們所設計的系統的要求，我們選用的PWM集成控制器為UC3825。下面將詳細介紹此芯片的主要特點、工作原理和應用及調試。 主要特點:適用于電壓型或電流型開關電源電路；實際開關頻率可達1MHz；輸出脈沖最大傳輸延遲時間為50ns；具有兩路大電流推拉式輸出(峰值電流為2A)；內有寬頻帶誤差信號放大器；具有較高的頻率精度并可對死區進行控制，同時振蕩器放電電流也可調；帶有雙重抑制脈沖和全封閉邏輯；具有軟啟動控制；內有逐脈沖限流比較器；具有全周期再啟動的封鎖式過流比較器；啟動電流很小(典型值為10OmA):欠壓鎖定16V∕1OV(B型)在欠壓鎖定期間，輸出低電平；可調整的帶隙基準電壓；可調的上升沿封鎖閥值，可調低上升沿噪音。 極限參數:電源電壓(15，B腳) 22V輸出腳電流(流出或流入) (11，14腳)直流 脈沖() 地線(12腳) 模擬輸入(l，2，7腳) ～7V(9，8腳) ～6V時鐘輸出電流(4腳) 5mA誤差放大器輸出電流(3腳) 5mA軟啟動電流(8腳) 20mA震蕩器充電電流(5腳) 5mA功耗(溫度60℃) 1W儲存溫度范圍 65～150℃焊接溫度(焊接時間為10s) 300℃(注:所有電壓均以地線電壓為基準；流入管腳的電流為正值。) 內部電路工作原理該芯片內部電路如圖42所示。它由振蕩器、PWM比較器、限流比較器、過流比較器、基準電壓源、故障鎖存器、軟啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器、輸出驅動器等組成。我們將詳細介紹各部分的情況，以理解芯片的工作原理。圖42 UC3825內部原理結構圖(1) 振蕩器圖43振蕩電路振蕩電路如圖43所示。UC3823A、B和UC3825A、B內部都有一個鋸齒波振蕩器。鋸齒波上升沿的斜率由、決定，確定、的方法是:首先根據要求的最大占空比、選擇，再根據要求的頻率以及和選擇。計算公式為: ==的最佳阻值應為1～10k之間，應大于70%。在實際的應用中，選為2nf，工作頻率為2OOKHZ。(2) 上升沿封鎖圖44上升沿封鎖工作波形上升沿封鎖工作波形如圖44所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定頻率脈寬調制。UC3823A、B的兩個輸出端可同時輸出脈沖，輸出脈沖的頻率與振蕩器頻率相等，脈沖占空比可在O%～100%內調整。UC3825A、B的兩個輸出端交替輸出脈沖，因此，每個輸出端輸出脈沖的頻率是振蕩器頻率的1/2，振蕩器的頻率為200KHZ，所以輸出PWM脈沖的頻率為10OKHZ，輸出脈沖占空比在O%～50%以內調整，實際橋式變換器的應用中一般達不到50%，因為橋式變換器在PWM脈沖的占空比為50%時，由于功率管截止時間的問題，使得橋臂容易短路，這在以后的部分將詳細介紹。為了限制最大占空比，在振蕩電容放電期間，內部時鐘脈沖對兩路輸出進行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調制比較器、限流比較器和過流比較器聯合控制。通常，脈寬調制比較器檢測出斜坡電壓與控制電壓(誤差放大器輸出電壓)的交點，并且在該交點處，終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內，脈寬調制比較器不起作用。這樣，開關電源的固有噪聲就能被有效的抑制。同時，由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調制器的斜坡輸入就不需要再經過濾波。為了調整上升沿封鎖時間，CLK/LEB腳應接入電容C，這樣，輸出脈沖前沿封鎖時間就由電容C和內部1Ok電阻確定的放電時間來決定。為了更準確控制前沿封鎖時間，可在外部并聯一個2k(2