審核通過的電路的設(shè)計(jì)與仿真集成電路畢業(yè)論文(編輯修改稿)

　

【文章內(nèi)容簡介】 極其關(guān)鍵的電路單元，在它的線性應(yīng)用中,要求其具有很高的增益和較大的輸出擺幅。而差分運(yùn)放大多采用具有很大交流阻抗的恒流源作為負(fù)載以實(shí)現(xiàn)較高增益，但這通常會帶來一個(gè)問題，即輸出共模電壓難以穩(wěn)定。因此需要加入能穩(wěn)定共模電壓的負(fù)反饋電路，從而保證運(yùn)放的正常工作[10]。 共模反饋電路定義為了理解共模負(fù)反饋（Common Mode Feed Back），從一個(gè)簡單的電流源負(fù)載差分放大器開始分析，由于放大器常常閉環(huán)使用，且為分析問題起見，將輸入和輸出短接，如圖29所示：圖29 共模反饋機(jī)理在這種情況下，節(jié)點(diǎn)X 和Y 的共模電壓將很難穩(wěn)定，因?yàn)椴罘謱Φ拿恳贿叺碾娏鳛镮ss/2，因此依賴于M3 和M4 處于飽和狀態(tài)的漏源電流 和 與Iss/2 的接近程度。假如由于工藝離散性或參考電源給出的電壓發(fā)生變化而造成了MM4 處于飽和區(qū)的漏源電流略大于Iss/2，則為了滿足kirchoff 電流定律，節(jié)點(diǎn)X 和Y 的電壓必須升高以使MM4 進(jìn)入線性區(qū)來滿足=Iss/2，此時(shí)的輸出共模電壓將高于正常工作點(diǎn)；同理若MM4 處于飽和區(qū)的電流小于Iss/2，那么將低于工作點(diǎn)。這可以從另一個(gè)角度來定量的理解。圖210 高增益運(yùn)放的簡單模型圖210所示為高增益運(yùn)放的簡單模型，假如PMOS 和NMOS電流鏡存在不匹配，即IP 不等于IN，那么 就會給輸出共模電壓造成的變化，其中和分別為PMOS 和NMOS電流鏡的輸出電阻，例如：若I =15236。A = 266K，此時(shí)運(yùn)放根本不能正常工作。所以在實(shí)際運(yùn)用中需要一個(gè)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)來穩(wěn)定輸出共模電壓，即：共模負(fù)反饋（CMFB）。這個(gè)CMFB 必須能感應(yīng) 的變化，并能根據(jù)變化調(diào)節(jié)電路偏置從而穩(wěn)定[11]。 共模反饋電路的組成共模反饋電路通常由三部分組成：（1）共模電平檢測電路；（2）與一個(gè)參考電壓進(jìn)行比較的比較電路；（3）將比較結(jié)果放大后反饋回差分放大器的放大電路； 源跟隨器的定義與作用近幾年，VLSI 技術(shù)飛速發(fā)展, 集成電路中晶體管尺寸越來越小， 程度，隨著集成電路向超微細(xì)化、超高密度化的發(fā)展,，在一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)芯片上的電路規(guī)模不斷擴(kuò)大，大型電路系統(tǒng)的芯片化已可實(shí)現(xiàn)。這時(shí)，占芯片面積80%以上的布線的寄生電容就成為導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的工作速度下降的主要原因之一[12]。例如，對于微型中央處理器要使用系統(tǒng)時(shí)鐘來控制整個(gè)芯片的動作，這時(shí)，常常是由一個(gè)時(shí)鐘電路來產(chǎn)生帶動整個(gè)芯片動作的各種控制信號。也就是說，提供時(shí)鐘信號的布線將很長，有時(shí)可達(dá)到幾厘米. 如何高速的驅(qū)動這種具有大電容負(fù)載的數(shù)據(jù)線，是我們所面臨的重大課題。 另一方面，輸出端緩沖電路也必須驅(qū)動比基本柵極大數(shù)千倍甚至數(shù)萬倍的外部負(fù)載。由此可知，負(fù)載驅(qū)動緩沖電路是集成電路中不可缺少的重要部分。為了驅(qū)動大電容負(fù)載，通常采用由超大柵寬CMOS反相器所組成的緩沖電路[13]。但是, 柵寬過大使緩沖電路本身也成為了不容忽略的電容負(fù)載。為此，CMOS源極跟隨器引起我們的注意。由于CMOS源極跟隨器具有輸入與輸出同相的特點(diǎn)，柵極電容可以等價(jià)地看作很小，因此CMOS源極跟隨器被越來越多的應(yīng)用于現(xiàn)代集成電路的設(shè)計(jì)中。第三章 采用源跟隨器的共模反饋電路的設(shè)計(jì)與仿真由于在高增益放大器中輸出共模電平對輸入電壓的變化、器件的特性和失配等相當(dāng)敏感, 而且不能通過差動反饋來達(dá)到穩(wěn)定, 因此, 必須增加共模反饋( CMFB) 網(wǎng)絡(luò)來穩(wěn)定電路的共模電平和靜態(tài)工作點(diǎn), 以避免器件偏離飽和工作態(tài), 失去對信號的放大作用。CMFB 本質(zhì)上是一個(gè)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò), 通過檢測兩個(gè)輸出端的共模電平, 并有根據(jù)地調(diào)節(jié)放大器的一個(gè)偏差電流, 從而達(dá)到穩(wěn)定直流電壓的目的[14]。本文設(shè)計(jì)了一種新的共模反饋( CMFB) 電路, 與頻率補(bǔ)償電路一起, 使該電路具有較高的增益和帶寬, 同時(shí)使共模輸出電壓穩(wěn)定在電源電壓的一半附近, 保證輸出電壓擺幅能達(dá)到最大。 電路結(jié)構(gòu)及參數(shù) 電路結(jié)構(gòu)共模反饋電路一般結(jié)構(gòu)如圖31所示：圖31共模反饋電路結(jié)構(gòu)本文采用的共模反饋電路如下所示：圖32 共模反饋整體電路圖32所示為CMFB電路,第Ⅰ部分為共模電平檢測電路, 由上下兩個(gè)完全對稱的檢測電路構(gòu)成, 其兩輸入端分別與差分運(yùn)放的輸出端( OUT+ 、OUT) 連接。 第Ⅱ部分為由六個(gè)MOS管和一個(gè)電阻構(gòu)成的電流源，為比較器提供偏置。第Ⅲ部分為雙端輸入單端輸出結(jié)構(gòu)的比較器。 共模檢測電路原理下面詳細(xì)分析該共模檢測電路的工作原理:假設(shè)圖中第一級共模輸出電壓有較小的電壓變化△V, 則MN2 電流增加值為△V, MN1電流減小值為△V。設(shè)計(jì)時(shí), 使MNMN2相同,即有= , 則作為二極管連接的MNMN4中電流值不變, 那么N1節(jié)點(diǎn)電壓亦保持不變(設(shè)置在 = 0. 5左右)。同理, 可以推知P1 節(jié)點(diǎn)電壓同樣不變。那么,共模檢測電路輸出節(jié)點(diǎn)( CM)電平為一恒定值( = 0. 5左右)。此時(shí), 差分輸出電壓變化小, 共模檢測電路中各個(gè)管子均正常工作, 兩對稱的檢測電路任存其一即可完成任務(wù)。 而當(dāng)差分輸出電壓變化較大, 致使共模檢測電路輸入對管之一處于截止?fàn)顟B(tài), 則需要兩者協(xié)同工作, 才能維持電路穩(wěn)定。假設(shè)共模檢測輸入電壓為： = —△V ， = —△V。其中，△V大于0且較大,使MNMP2均截止，那么： =+ = + △V ，且： = —= +△V= （31）共模檢測輸出電壓為= ，而= — — ，= 。將這兩個(gè)電壓值代入共模檢測輸出電壓公式： = 0. 5 + 0. 5 (32)由MOS管飽和電流公式= ，對二極管連接方式的MN3管，有： （33）同理可得： （34） （35） （36）其中，由(3 1)及( 33) ~ ( 36) 式，有：將這個(gè)結(jié)果代入( 32) 式, 可得： = 0. 5。此即表示，在差分輸出電壓變化較大的情況下， 依然能保持恒定。綜上所述，可以推知，無論差分輸出如何變化,共模反饋電路均能穩(wěn)定電路的直流工作點(diǎn)。 計(jì)算電路參數(shù) CMOS工藝，共模反饋電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)如表：表31 技術(shù)指標(biāo)增益相位裕量 帶寬ICMR功耗≥10DB ≥60176。≥10MHZ1~4v＜2mw根據(jù)以上給出的性能指標(biāo)，結(jié)合CMOS器件理論計(jì)算公式，提取典型工藝參數(shù)計(jì)算出各MOS管參數(shù)，過程如下所示：分配電流：考慮單位增益帶寬要盡可能大，在參照以上比例的同時(shí)稍微加大第一級的電流，分配如下： 令放大管M1 ,則：選取選取選取M3 和M4 構(gòu)成電流鏡負(fù)載，當(dāng)時(shí)鏡像最好，失調(diào)最小。這時(shí)有：選取由輸出動態(tài)范圍確定。,。選取==1um，則=18um選取===1μm,則==5μm表32 管子尺寸M1M2M3M4M5M6M7M8M9M10M11M12M13M14M15M16M17M18M19M20M21M22W58583939187270555555444884488L1122111111111222112211經(jīng)相頻幅頻仿真分析，。仿真結(jié)果如下圖所示。圖33 相頻及幅頻特性曲線圖圖33為整體電路相頻及幅頻特性仿真圖，上是相位裕量仿真下是電路增益仿真，176。圖34 電路擺幅仿真圖圖34為電路擺幅仿真圖，擺幅不滿足設(shè)計(jì)要求（1~4V）。由于，輸出擺幅及幅頻特性均不滿足設(shè)計(jì)要求，因此需對電路進(jìn)行改進(jìn)，為了得到更大的輸出擺幅、電路增益和更好的相位裕度整體電路作如下改進(jìn)：圖35 改進(jìn)后的共模反饋整體電路上圖35所示為改進(jìn)后的整體電路圖，為了得到更好的相位裕度在輸出級加入頻率補(bǔ)償管M14及電容Cc，為了得到更大的輸出擺幅，因此輸出端加入共源極MOS管M7，M6形成源跟隨結(jié)構(gòu)。根據(jù)以上給出的性能指標(biāo)，結(jié)合CMOS器件理論計(jì)算公式，提取典型工藝參數(shù)計(jì)算出MOS管參數(shù)，過程如下所示：為了得到60176。的相位裕度，理論上要求零點(diǎn)在10GBW之外，可以證明： 即：可以得到：令放大管M6 ,則：選取由輸出動態(tài)范圍確定。,。選取==1um，則，=70um表32 調(diào)整后的MOS管參數(shù)值M1M2M3M4M5M6M7M8M9M10M11M12M13M14M15M16M17M18M19M20M21M22W58583939187270555555444884488L11221111