自動化-基于單片機的逆變器的設計(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 電路的集成化；變換效率高的新型軟開關電路 [6]。 類型 名稱 英文縮寫 單極型 功率場效應晶體管 靜電感應晶體管 MOSFET SIT 雙極型 普通晶閘管 可關斷晶閘管 靜電感應晶閘管 大功率晶體管 SCR GTO SITH GTR 復合型 絕緣柵型晶體管 MOS 控制晶體管 IGBT MCT 3 提高逆變器的工作可靠性和 EMC 性能 對于一件電子產品或電子系統來說，工作可靠性和電磁兼容性（ EMC）是相當重要的。由于逆變系統可做到超大容量，并且功率開關管的狀態變換會對電網和外部電子設備產生電磁干擾，所以，可靠 性設計和 EMC 設計顯得尤其重要，它關系著逆變技術的發展。 數字控制逆變器的研究現狀 在輸出波形為正弦波的逆變器中，最常采用的控制方式是正弦脈寬調制（ SPWM）。而SPWM 控制器既可以采用模擬電路來實現，也可以采用數字電路實現。如果采用模擬電路實現，則存在的主要缺點有：由于電路功能的實現均依靠硬件來完成，故所需的元件多，成本相對較高，電路設計難度大；容易受外界環境（如氣溫）所影響，調試不方便。隨著大規模集成電路和數字控制技術的發展，基于微處理器（ MCU）的數字控制器在逆變電源控制系統中得到了越來越廣泛的 應用。數字控制具有硬件電路結構簡單、抗干擾能力強、可靠性高的優點；控制策略的改變只需通過改寫軟件來實現，控制靈活，調試、維護方便 [5]。 本文的主要研究內容 全文分六章： 第一章為緒論部分。簡單介紹了逆變技術的發展歷程及發展方向，結合本文的研究方向著重地闡述了數字控制技術在逆變電源的研究現狀。 第二章首先詳細分析與比較現有逆變系統的各種組合方案，根據設計要求選擇系統的硬件構架和軟件算法；然后，介紹了 SPWM 的生成原理及控制方式，采用單片機軟件直接法生成 PWM 波和通過反饋控制使電源輸出電壓穩定。 第三章 是逆變系統前級推挽升壓電路的設計。本章介紹了推挽電路的工作原理，并對電路主要器件參數進行計算，同時根據設計指標對輸出濾波器和高頻變壓器進行設計。 第四章主要講的是逆變系統后級 DCAC 變換器的設計。本章首先分析了全橋逆變電路的工作原理并計算主電路器件參數；然后，設計了后級濾波器、過流保護電路等； 第五章測試與分析逆變系統各關鍵點的工作波形并展示了樣機實物圖。 第六章主要是對本次設計的總結和設計存在的問題以及改進的方法。 4 第二章 逆變系統方案的選擇及設計 現有逆變方案對比 根據設計要求：輸入電壓 DC30V~50V，輸出電壓 AC220V， 50Hz。這種正弦波輸出逆變器的輸入電壓變化范圍較寬，而其輸出則要求是穩壓的。因此，該逆變電源的逆變電路必須有一個升壓的過程。能將直流電能轉化為目標交流電能的逆變系統有許多構架方案，各種構架在不同的應用場合下具有不同的優點，下面將對目前常用的逆變系統方案進行分析對比。 低頻鏈逆變系統 低頻鏈逆變器的電路結構框圖如圖 21 所示： 圖 21 低頻鏈逆變器的電路結構框圖 從圖中可以看出，低頻鏈逆變器的功率變換方式為 DC→LFAC ，電路由直流電源、輸出濾波器、工 頻逆變器、功率變壓器和輸出濾波器等組成。它的特點是擁有用于電氣隔離和給定電壓比的變壓器，其工作頻率等于輸出電壓頻率。在低頻鏈逆變器當中，按所采用的電路拓撲結構又可以分為許多種類，其中，以全橋式工頻逆變器最為常用，其電路結構圖如圖 22 所示： 圖 22 全橋式工頻逆變器 5 圖中，橋對角的兩個功率開關管為一組，即 M1 和 M4 為一組， M2 和 M3 為一組。若采用雙極性 SPWM 調制法驅動的話，則每組的功率開關管同時導通或關斷，兩組功率開關管輪流變換狀態，驅動每一組開關管導通的信號的脈寬是隨著正弦波變化的脈沖波，即SPWM 波。經過調制之后，可以將電源 DCV 提供的低壓直流電逆變成同等幅值的 SPWM 波，再經過工頻變壓器進行升壓，濾波之后得到我們所需的交流電。這種逆變器電路拓撲結構簡單、技術成熟，性能可靠，目前仍有比較廣泛的應用，但是由于工頻變壓器的存在，使得低頻鏈逆變器的體積大、重量重、成本高、音頻噪聲很大。所以，要實現逆變器的小型化、輕量化，就必須采用新的逆變技術。 高頻鏈逆變器 高頻鏈逆變器的工作頻率高，相對于低頻鏈逆變器而言，變壓器的體積可以做得很小，減輕了重量，也實現了逆變電源 前級 DCDC 變換器與后級 DCAC 逆變器之間的電氣隔離[6]。使得高頻逆變電源也可以應用在汽車，航天等對電源的體積和重量有嚴格要求的領域。這一逆變技術是一名叫 Espelage的德國學者在 1977年首先提出來的，而在 1980年， 從另一個角度闡述了高頻鏈逆變系統的拓撲結構，他將高頻鏈逆變器分為兩大類：電壓源（ Buck Mode）和電流源 (BuckBoost Mode)，由于本課題所研究的逆變器輸入源為電壓源，故在此只討論電壓源型逆變器。電壓源高額鏈逆變器按照功率的傳輸方向又可分為兩大類：單 向型 (Unidirectional Power Flow Mode)和雙向型 (Bidirectional Power Flow Mode)。 1)單向電壓源高頻鏈逆變器 圖 23 給出了單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結構。電路由輸入濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流濾波電路、 PWM 逆變器和輸出濾波器等組成。從電路結構圖可以看出，單向電壓源高頻鏈逆變器主要包括兩大部分：從輸入濾波器到高頻整流濾波電路，即DCHFACDC為一個 DCDC 變換器；從高頻整流濾波電路到輸出濾波器，即 DCLFAC 為一個 DCAC 變換器。 圖 23 單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結構 2)雙向電壓源高頻鏈逆變器 如圖 24 所示為全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器的電路結構： 6 圖 24 全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器 該結構式目前較為常用的一種功率雙向式傳輸的逆變器結構。從圖中可以看出，它主要是由輸入、輸出濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、頻率變換器等組成。其中輸入級的四個功率管組成橋式逆變器，用于調制輸入電壓，使其變成不含調制波頻率的雙極性 SPWM波，經過高頻變壓器進行隔離、升壓，再經過后級整流濾波，實現 DCAC。該雙向電壓源高頻鏈逆變器具有以下特點： ① 只需要兩級功率變換 (DCHFACLFAC)； ② 雙向傳輸功率 (DCHFACLFAC 和 LFACHFACDC)； ③ 若頻率變換器采用傳統的 PWM 技術，在換流時會出現電壓過沖現象。為了避免電壓過沖，需要采用緩沖電路或有源電壓鉗位電路，從而增加了電路的復雜性 [7]。 通過上面對兩種逆變方案的分析和對比可以看出，每種設計方案都有其各自的應用場合。雙向電壓源高頻鏈逆變器應用于需要雙向傳輸功率的場合，如 UPS（不間斷電源）。逆變器并接在市電電網上，正常情況下，電網一方面給交流負載 供電，另一方面按LFACHFACDC 給逆變器直流側的蓄電池充電；在市電電網出現故障時，逆變器按DCHFACLFAC 給交流負載供電。單向電壓源高頻鏈逆變器只能單向傳輸功率，即DCHFACDCLFAC，和雙向逆變器相比，雖然多了一級功率變換，但卻省去了緩沖電路和有源電壓鉗位電路，電路結構相對來說要簡單得多，所以非常適用于不需要雙向功率傳輸的場合，如只由蓄電池或太陽能電池等低壓直流電源提供電能的情況下。本文所要設計的逆變電源由蓄電池進行供電，不需要和電網進行并接，同時考慮到成本和實現的難易程度，選擇 了單向電壓源高頻鏈逆變器作為本文的設計方案。 單向電壓源高頻鏈逆變器實現方案 通過上一小節的分析得知單向高頻鏈逆變器主要由 DCDC 變換器和 DCAC 變換器組成，而這兩個變換器又各自有多種電路拓撲結構，本節將分析各種組成方案的優缺點。 7 DCDC 變換器 DCDC 變換器電路拓撲結構有很多種，最常用的有推挽式、半橋式和全橋式。 推挽式變換器 圖 25 推挽式 DCDC 變換器 圖中兩個開關管輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸 出，因此，其輸出電流瞬間響應速度很高，電壓輸出特性很好 [8]。推挽式變換器的兩個開關器件有一個公共接地端，因此驅動電路簡單，另外，推挽式變換器是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，它的主要缺點是兩個開關器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，在高輸入電壓的情況下，很少使用這種電路拓撲結構。 半橋式變換器 半橋式 DCDC 變換器的電路結構圖如圖 26 所示： 8 圖 26 半橋式 DCDC 變換器 半橋式變換器與推挽式變換器一樣，兩 個開關管輪流交替工作，相當于兩個開關電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關電源輸出功率的兩倍。半橋式變換器最大的優點是，對兩個開關器件的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關器件的耐壓要求可以降低一半。因為，半橋式變壓器開關電源兩個開關器件的工作電壓只有輸入電源電壓 Vin的一半，其最高耐壓等于工作電壓與反電動勢之和，大約是電源電壓的兩倍 [9]。半橋式變換器的缺點有： ① 電源利用率比較低，變壓器原邊電壓僅為 Vin/2； ② 開關器件連接沒有公共地，驅動信號連接比較麻煩； ③ 當兩個控制開關處于交替轉換工作狀態的時候 ，由于電容充放電需要一個過程，兩個開關器件會同時出現一個很短時間的半導通區域，此時，在兩個控制開關的串聯回路中將出現很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器輸送給負載，因此兩個開關管將會產生很大的功率損耗。 全橋式變換器 全橋式 DCDC 變換器的電路結構圖如圖 27 所示： 圖 27 全橋式 DCDC 變換器 全橋式變換器最大的優點是，對四個開關管的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關管的耐壓要求低一半。因為，全橋式變壓器開關電源四個開關器件分成兩組，工作時兩個開關器件互相串聯，關斷時，每個開關器件所 承受的電壓，只有單個開關器件所承受電壓的一半。但由于因為兩組開關器件互相串聯，兩個開關器件接通時總的電壓降要比單個開關器件接通時的電壓降大一倍，因此電源利用率比推挽式要低一些，損耗也要大一些；另外， 9 全橋式變換器中的四個開關器件連接沒有公共地，與驅動信號連接比較麻煩，增加了電路的復雜性。 經過上述對 DCDC 變換器的三種電路拓撲結構的對比和分析，可以看出半橋式和全橋式變換器更適合應用在高電壓輸入得場合，而本設計的輸入電壓為 30V~50V(實際輸入 48V)直流電，所以本設計選擇推挽式拓撲結構。 DCAC 逆變器 常用的單相 DCAC 逆變電路拓撲結構和 DCDC變換器一樣，有：推挽式、半橋式和全橋式。由于我們整體的設計方案是需要把 48V 直流電轉變成為 220V， 50Hz 的交流電，為滿足電壓輸出要求，綜合考慮了開關管、變壓器等損耗， DCDC 變換器需要將 48V直流電壓升壓到 360V 或者 720V 的高壓直流電，而這個高壓直流電將作為 DCAC 變換器的輸入電壓。結合上一小節的分析可以知道，推挽式拓撲結構不適合應用于高電壓輸入的場合，因此我們將在半橋式和全橋式結構當中選擇一種作為本文 DCAC 變換器部分的設計方案。半橋式逆變器對輸入電源電壓的利用率比全橋式逆變器要低很多，只有 ，而全橋式逆變器則幾乎為 1。若采用半橋式結構，要使逆變器輸出 220V交流電，需要的輸入電壓為 760V，這個電壓是由前級 DCDC 變換器來提供的，這就使得前級高頻逆變器要有很高的匝數比，在輸出功率一樣的時候，變壓器初級的輸入電流是全橋式逆變器的兩倍。過大的電流將會造成較大的損耗，影響整機的效率；而且，變壓器的原邊繞組也需要更粗的線徑，加大了變壓器繞線的難度。 綜上所述， DCAC 逆變器采用全橋式拓撲結構。至此，整個逆變系統的硬件設計方案已經確 定：前級 DCDC 變換器采用推挽式電路，后級 DCAC 逆變器采用全橋式拓撲結構。整個系統的硬件結構如圖 28 所示： 圖 28 系統硬件電路圖 10 逆變系統控制策略 脈沖寬度調制（ PWM:Pulse Width Modulation）是德國學者 在 1964 年率先提出的思想，他們把通訊技術中的調制技術應用于交流傳動中，開創了DCAC技術研究的新領域。把正弦信號作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過調制得到 PWM 波，因為調制信號為正弦信號，所以此時的 PWM 波也叫 做 SPWM 波。在SPWM 信號輸出端加適當的濾波器就可以恢復出原調制正弦波信號。通過調節 PWM 波的占空比和基波頻率就可以很方便的調節輸出信號的幅度和頻率 [10]。 SPWM 波的實現方法 SPWM 控制脈沖可以通過模擬法和軟件法兩種方法實現。由于模擬法存在所需的元件較多、設計難度大、系統容易受外界因素影響等缺點，故本文將采用單片機編寫軟件的方法來生成 SPWM