(論文)-光伏單相逆變器并網控制技術研究-資料下載頁

　　

【正文】 上的其它負載地位是一樣的，而在獨立運行時把Z 當作本地負載。為了能夠持續不斷地向電網提供電能，輸出電流必須與電網電壓同頻率，否則由于頻率不同會導致相位不斷變換，使逆變器不能向電網提供一個穩定的功率。 幾種控制方法分析(1)實時電流的三角波比較方式(PI控制)控制方式原理圖如圖211所示。指令電流與并網電流的實時值進行比較，兩者的誤差經過放大器后與三角波進行比較，以輸出PWM信號，放大器多采用比例或比例積分放大器。該控制方案的特點主要是跟隨誤差較大，軟硬件相對復雜，輸出電壓中含有主要與三角載波相同頻率的諧波，放大器的增益有限，功率器件的開關頻率固定的等于三角載波的頻率，電流響應相對于瞬時值比較方式慢一些。圖211 跟蹤實時電流的三角波比較方式(2)重復控制 重復控制理論是在80年代根據生產過程控制的實際需要而提出的控制系統設計理論，近年來這種控制方法也應用于逆變電源的波形控制中，用來克服整流型負載引起的輸出波形周期性的畸變[32]。重復控制的基本思想源于控制理論中的內模原理。所謂內模原理，就是指外部信號的動力學模型包含在穩定的閉環控制器內以構成高精度反饋控制系統的一種設計原理。這樣的系統能夠無靜差的跟隨輸入信號。假定前一個周期出現的基波波形畸變將在下一個基波周期的同一時刻重復出現，控制器根據給定信號和反饋信號的誤差確定所需的校正信號，然后在下一個基波周期的同一時間將此信號疊加到原信號上，以消除后面各周期中將出現的重復性畸變。由控制理論知道，含有積分環節的閉環系統可以無靜差的跟蹤階越信號。與此類似，當內模中數學模型描述的是周期性的信號時，那么閉環控制只要在其中植入同頻率的周期，則該控制系統對此周期性信號可以實現無靜差跟蹤。因此，重復控制對于消除非線性負載及其他周期性干擾引起的波形畸變，具有非常明顯的效果。重復控制雖然可以保證輸出波形質量，但卻有一個致命的缺點，由于延遲因子的存在，重復控制得到的控制指令并不是立即輸出，而是滯后一個參考周期后才輸出，這樣，如果系統內部出現干擾，消除干擾對輸出的影響至少需要一個參考周期，干擾出現后的一個參考周期內，系統對于干擾并不產生任何調節作用，這一個周期系統近似處于開環狀態，因此重復控制系統的動態響應很差，故重復控制一般和其他PWM 控制方式相結合，用來改善輸出電壓波形。(3)滯環控制方式 圖212所示為采用滯環比較器的瞬時值比較方式原理圖。圖212 用滯環比較器的電流瞬時值比較控制原理圖并網電流滯環控制就是將指令電流和實際并網電流i進行比較，兩者的偏差作為滯環比較器的輸入。滯環比較器的環寬為2Δi，其中Δi為設定的最大電流偏移。當i超過且偏移達到Δi時，滯環比較器將控制上下橋臂開通和關斷，使變壓器原邊電壓正負交替變化。從而迫使逆變器輸出電流不斷跟蹤給定電流的波形，僅在允許偏差范圍內稍有波動。該控制方案的優點是：硬件電路簡單易控，屬于實時控制方式，動態響應快，有抑制電流尖峰的能力，不用載波，輸出中不含特定頻率諧波分量。不足之處是：若滯環的寬度固定，電流跟隨的誤差范圍是固定的，但電力半導體器件的開關頻率卻隨著輸出電流和直流側電壓大小變化而變化，這將導致電流頻譜較寬，使得檢測信號的傳感器必須是具有寬頻帶的高性能傳感器，同時增加了濾波器設計的難度，可能會引起間接的諧波干擾。另外，滯環的環寬2Δi較難確定。環寬過大時，開關動作頻率降低，跟蹤誤差增大；環寬過窄時，跟蹤誤差減小，但開關的動作頻率過高，開關損耗增大，甚至會超過可關斷器件的允許工作頻率范圍，導致電路無法正常工作。(4)有功無功解耦控制 光伏發電并網運行時的電路原理和矢量圖如圖213所示，為電網電壓，為逆變器輸出電壓，R為線路電阻(一般很小可以忽略)，L為串聯電抗器的電感，為注入電網的電流。有功無功解耦控制下的光伏逆變器并網控制框圖如圖213所示。圖213 并網運行的電路原理圖和電路矢量圖(220)圖24的矢量圖可以用電壓方程式表示為式中M為調制深度。由逆變器輸入電網的電流的有功分量和無功分量分別為(221)(222)由于α一般很小，因此無功電流可由M來控制，有功電流分量由α來控制。該控制方案就是通過分別控制調制信號的相位α和調制度M來控制逆變器輸出電壓的幅值和相位，從而達到逆變器并網輸出有功功率和無功功率的解耦控制，獲得單位功率因數的并網輸出電流[16]。這種控制方法可以控制并網功率的有功和無功分量，得到所需要的功率因數。（5）無差拍控制無差拍控制是一種基于電路系統狀態方程的控制方法。它的基本思想是將輸出正弦參考波等間隔地劃分為若干個取樣周期，根據每一個輸出信號取樣周期的起始值，用電路理論預測在關于取樣周期中心對稱的方波脈沖作用下的逆變輸出在取樣周期末尾時的值。這個輸出值的大小，與方波脈沖的極性和寬度有關，適當控制方波脈沖的極性和寬度，就能使輸出信號在取樣周期的末尾與輸出參考波形相重合。不斷調整每一取樣周期內方波脈沖的極性和寬度，就能獲得諧波失真小的輸出。此算法中，方波脈沖的極性和寬度是根據當前時刻的狀態向量和下一采用時刻的參考正弦值計算出來的，由負載擾動或非線性負載引起的輸出信號的偏差可在一個采樣周期內得到修正。因此，無差拍控制有著非常快的暫態響應，當負載突然變化時，只需幾個開關周期就可以調整輸出信號，輸出能夠很好地跟蹤給定值，波形畸變率小，即便開關頻率不是很高，無差拍控制也能得到較好的輸出波形品質。無差拍控制能夠使得輸出信號的相位與負載關系不大，它通過調節逆變橋的輸出相位來補償輸出LC濾波器的相位延時。但是，無差拍控制也存在有缺點：無差拍控制系統的魯捧性不強；系統的的誤差與輸出的LC等有關等。 使用雙電流閉環控制策略盡管LCL濾波器濾除高次諧波效果明顯，但是LCL濾波器是一個諧振電路，其諧振峰對系統的穩定性及并網電流波形質量有很大影響，所以設計控制器使系統穩定運行是最主要問題。從系統穩定性進行分析得出：基于并網電流單環PI控制無法使系統穩定運行，采用電感電流作為內環電流反饋的電流雙環控制對系統穩定性沒有明顯的改善。本文的逆變器采用電流雙環控制策略與電壓源逆變器的電壓電流雙環控制在原理上完全不同。并網逆變器控制為電流源實現并網功能，首先并網逆變器的指令為電流指令，其次電流控制器的響應速度遠比電壓控制器的快，在設計上內外環不能像電壓電流雙環一樣在設計電流內環時可以忽略電壓外環的影響。因此內外環不能獨立設計, 需要根據控制器的性能要求同時設計內外環控制器參數。本論文探索設計的雙電流閉環控制就是利用并網電流為外環，電容電流作為內環的反饋控制。采用如圖214所示的電容電流作為內環反饋的雙環控制, 在選擇合適的內外環控制器參數情況下完全能夠使系統穩定運行的。圖214 電感電流外環電容電流內環系統框圖(223)式中：。；；。其根軌跡如圖215所示：圖215 電流與雙閉環控制的根軌跡其中電流內環的目的是消除輸出電流中開關頻率諧波分量電流，同時增加了系統的穩定性而無需考慮控制精度，為了便于系統穩定性分析，調節器，選擇比例調節器，系統根軌跡如圖215所示，選擇合適的調節器和可以使系統的根軌跡在復平面的左平面確保系統穩定運行。 本章小結本文設計了單相逆變器并網主電路的拓撲結構，對主電路中主要的參數進行了計算，分析了逆變器SPWM的幾種調制方式，選取了單極性倍頻調制，然后對并網控制方法進行分析，使用了電流雙閉環控制策略，并對整個系統做了根軌跡分析。37第3章系統仿真及結果分析第3章 系統仿真及結果分析 單相逆變器開環仿真單相逆變器開環運行（獨立工作）時的仿真模型如圖31所示圖31 單相逆變器開環運行時的仿真模型逆變器側電感電流和負載側電感電流波形如圖32所示圖32 電感電流和負載側電感電流仿真波形從圖32所示仿真波形可以看出，主電路的工作過程正常并且通過濾波器濾波的電流諧波含量顯著減小，LCL濾波器的效果很好。 單相逆變器并網單閉環仿真分析單相逆變器并網單閉環仿真模型如圖33圖33 單電流閉環仿真原理圖，在仿真中輸入電壓400V，電網電壓有效值220V，電網電壓頻率50HZ。為了方便比較并網電流與并網電壓，現將并網電流的幅值放大15倍。圖34為電網電壓與并網電流放大15倍的仿真波形圖圖34 電網電壓與并網電流波形圖 基于雙電流環的單相逆變器并網仿真分析單相逆變器并網采用雙電流閉環控制策略的仿真模型如圖35所示圖35 雙電流閉環仿真原理圖其中控制部分的PI參數選取為，得到并網電流大15倍與并網電壓的仿真波形圖36所示圖36 并網電壓與并網電流波形仿真圖并網電流的頻譜分析如圖37所示圖37 并網電流頻譜分析圖結合圖36和圖37，可以清楚表明運用雙電流環控制輸出電流跟蹤電壓，實現了輸出電流和電網電壓的同頻率、同相位，達到功率因數并網。通過比較電流單環與雙電流環這兩種控制策略下的并網電流與并網電壓的波形，驗證了雙電流閉環控制的可行性，為實踐上實現并網提供了理論基礎。 突加擾動時系統動態分析本文要針對系統在外界突加擾動時，單相逆變器并網工作的動態變化過程，在上節逆變器雙閉環控制模型基礎上建立仿真模型圖，需要觀察并網電流在擾動前后的變化。包含突加擾動過程的單相逆變器并網的仿真模型如圖38所示圖38 突加擾動的系統仿真模型圖突加的擾動在本文專指參考電流在某一時刻突然發生變化，系統在采用雙電流閉環控制策略基礎上，并網電流發生變化。下圖為并網電流放大15倍后與并網電壓的波形圖：圖39 突加擾動時的并網電流與并網電壓波形圖從上圖所示波形變化中，可以明顯看到系統在突加擾動前后并網電流的波形變化，并網電流能夠在短時間內很快恢復穩定。 本章小結本章對單相逆變器獨立工作進行了仿真，從電流波形圖中可以看到上章所設計的LCL濾波器的準確性，然后對逆變器并網工作過程進行仿真，通過對不同控制策略下的并網電流的比較，可以得到采用雙電流閉環的控制方法能夠實現單相逆變器并網單位功率因數運行。突加擾動后，系統會在短時間內重新達到穩定狀態。第4章數字化并網控制系統硬件設計第4章 數字化并網控制系統硬件設計本文設計了一個基于TMS320LF2407DSP 芯片高速的、功能強大的逆變器并網控制系統。在本章簡單介紹了數字控制方面的內容，數字控制與傳統的模擬控制相比有以下幾方面優點[17]：(1)減少控制元件數量，提高系統抗干擾能力。由于采用數字控制技術，控制板的體積將大大減小，生產成本下降。(2)由于微處理器的運算速度快，因此可以實現更先進的無差拍等控制方法和智能控制策略。(3)避免模擬信號傳遞過程中的畸變、失真，減少雜散信號的干擾，輸出質量好，穩定性高。(4)設計和調試靈活。一旦控制方法改變，只需要修改軟件程序即可，無需變動硬件電路，大大縮短了設計周期。 基于DSP的并網控制系統整體設計并網系統的整體硬件結構框圖如圖41所示圖41 DSP控制系統結構框圖本文中，逆變器數字并網控制系統以TMS320LF2407芯片為控制核心，充分利用了DSP的硬件資源，如全比較單元PWM1/2，PWM3/4，捕獲口CAP2，A/D采樣，以及外部中斷XINT1等。如圖31 所示，LF2407芯片采集外部電壓、電流信號并進行A/D轉換，通過DSP內部的控制算法計算PWM脈寬，控制逆變器橋臂開關開通或關斷，鎖定電網電壓的頻率和相位，控制輸出電流單位功率因數并網。 系統電路設計 DSP外圍電路設計TMS320LF2407DSP芯片采用了高性能靜態CMOS技術。本設計中，一路給模擬器件供電，一路給數字器件供電；，具體電路如圖42所示。圖42 使用3片德州儀器公司的電平轉換芯片74LVX4245作為信號電平轉換，一片用于輸入信號，2片用于輸出信號，具體電路如圖43所示。作為信號輸出時，DIR引腳接地，DSP的PWM引腳輸出端接下拉電阻，以保證PWM輸出高阻抗時74LVX4245輸出低電平；作為信號輸入時，DIR引腳接5V高電平，且信號輸入端需接一個限流電阻。圖43 基于74LVX4245的電平轉換電路 模擬信號采樣電路本系統中采集的需要送入DSP檢測口的量主要是逆變器輸出電壓(獨立運行)，電網電壓(并網運行)，出電感L1和L2上的電流。采樣電路的任務就是要把采集量經過合適的變換，變成DSP 芯片可以處理的0～+。本文中電壓、電流的檢測都由霍耳來完成。當逆變器并網工作時，檢測逆變器輸出電感L1電流和網端電感L2電流；當逆變器獨立工作時，檢測逆變器輸出電壓和電感L1電流。檢測電壓和檢測電流首先需要經過隔離采樣電路降壓至177。，再經過電阻分壓變成177。 V，由于DSP芯片的A/D口檢測電壓需在0～+，因此需在霍耳檢測輸出電壓的基上再疊加一個+，使得輸出為一個抬高了+。具體檢測電路如圖44所示。最后運放輸出端通過兩個二極管分別連至+，以確保DSP輸出電壓在0到+。電壓檢測采用電壓霍耳，型號為LV28P。LV28P原邊額定有效值電流為10mA，轉換率為2500:1000，因此副邊額定有效值電流為25mA。由于實驗中電網電壓通過調壓器降至110V(有效值)，因此采用24kΩ，2W功率電阻作為霍耳原邊限流電阻，霍耳輸出側采用100Ω 電阻作為電壓檢測電阻。圖44 電壓采樣電路進行并網電流和電網電壓同步的過程中，LF2407需要采集電網電壓信號的相位和頻率。由于LF2407芯片只能采集TTL信號，所以需要硬件電路輔助實現將電網正弦波電壓信號轉換成+，該脈沖信號和正弦波電壓信號具有相同的過零點，即在正弦信號的過零點，產生脈沖躍變。由于普通比較器不可避免有振零效應，從而可能會導致系統工作不穩定，因此采用滯環比較器來實現電網電壓的過零檢測，可以消除系統的振零效應[54]。具體