畢業設計-儲能式光伏發電功率變換器mpp-t控制設計與實現-資料下載頁

【導讀】臨的許多問題如：能源危機、環境污染等提供了解決途徑。光伏發電有著非常廣泛的應。為最有希望替代傳統能源的新能源之一。本文實現了一種通過單片機控制開關電源使光伏電池給蓄電池充電的設計方案。量法對最大功率點跟蹤，實現了系統工作的高效率。控制同步整流電路，并運用閉環控制，精確采樣電壓值和電流值形成反饋。和硬件都對系統進行了保護，實現了系統工作的安全性和可靠性。可知，系統工作正常，達到了預期的性能。

　　

【正文】 MOSFET 的同步整流變換器右邊為采 用二極管的非同步式整流變換器。 Q2IRF1404Q1IRF1404L1C1VCCGNDVoutQ2IRF1404L1C1VCCGNDVout 圖 采用 MOSFET 的同步整流變換器 (左 ) 采用二極管的非同步式整流變換器 (右 ) 武漢科技大學本科畢業設計 27 電壓電流檢測電路的設計 可以通過霍爾傳感器檢測電流，由于磁路與霍爾器件的輸出具有良好的線性關系，因此霍爾器件輸出的電壓訊號 U0 可以間接反映出被測電流 I1 的大小，即： I1∝ B1∝ U0。我們把 U0 定標為當被測電流 I1 為額定值時， U0 等于 50mV 或 100mV，這樣就可以通過霍爾直接檢測電流傳感器檢測電壓了。 電壓則可通過運算放大電路來檢測（見圖 ），通過圖 可列式 1 5 01 7 0201 7 0??? ??? PVPVPVVout （ ） 化簡可得 ? ??? ?? PVPVVout 152 （ ） 通過將實際電壓衰減 倍，然后將檢測電壓傳給單片機來檢測電壓 +5V567B84U11BTL082PR24150kR2520kGNDR23150kR2220k+15V15VAD1PVPV+D61N5819D71N5819GND 圖 電壓檢測電路 在電壓電流檢測過程中，為了避免電壓紋波和擾動對系統運算產生影響，在軟件上，只有當電壓 跟蹤實現后單片機才能進行電壓電流的采樣和功率反饋，避免因采樣數據不準確而產生誤判。為了避免誤判，在軟件程序中使用 40K 的采樣頻率進行反饋采樣，并使用最高中斷優先級，只有在采樣所得電壓已經跟蹤上期望電壓值的情況下，程序才會執行 MPPT 中斷程序 ，否則繼續執行下一次采樣，直到得到正確采樣值時，進入算法中斷。 武漢科技大學本科畢業設計 28 輸出濾波電路的設計 連續工作模式電感的設計 對于 BUCK 工作電路，不連續工作模式不是必須重點考慮的問題，但是對于本設計，需要通過電感的設計使電流保持連續。因為在同步整流電路中， MOSFET 管可以雙向導通，如果電感過小，會導致充電電池反向放電，降低輸出效率。 將電感的選擇為保證直流輸出，電流波動小于最大輸出電流的 10%，且電感電流保持連續，若設開關管開通時輸出電流為 onI ，則有最小連續電流 onO II (min) ? ，斜坡電流為 onIdI ? ，由此可得有 LTVVLTVdI onoutdconL /)(/ ??? （ ） 式中 dcV 為開關管輸出電壓， outV 為系統輸出電壓，所以 ononoutdconoutdc I TVVdI TVVL )()( ???? （ ） 式中， dcouton VTVT /? ，且 dcV 和 onI 是設計中確定的額定值，則 ondcoutoutdc IV TVVVL )(5 ?? （ ） 設最大輸出電流為 10A 輸出電壓為 12~，開關管最大輸出電壓為 22V，開關頻率為 40KHZ，因此， L 由公式 ()計算可得 HL ?8240 0001022 12)1222(5 ??? ?? （ ） 而在本設計中，選擇了 H?100 的電感，足夠保持電流連續，且電感輸出電流紋波AIdI on ?? 。 武漢科技大學本科畢業設計 29 輸出電容選擇與設計 如圖 所示的輸出濾波電路，由于 3C 、 4C 并非理想電容，它可以等效為寄生電阻 0R 和電感 0L 與其理想純電容 0C 的串聯，如圖 所示。一般來說，在我們考慮串 聯電感 1L （如圖 所示）的紋波電流幅值時，我們總希望這個紋波電流的大部分分量流入輸出電容 0C ，因此輸出電壓的紋波由輸出濾波電容 0C 、電阻 0R 和電感 0L 決定。而對于低頻紋波電流， 0L 可以忽略，輸出紋波主要由 0C 和 0R 決定。 C335V/1000uC4104/CBBC535V/1000uC6104/CBBQ1IRF1404Q2IRF1404L1100uH/12APVVout 圖 輸出濾波電路 C0Q1Q2L1PVR0L0VoutGND 圖 輸出電容 C 及其寄生元件 武漢科技大學本科畢業設計 30 由于輸出電容 0C 為大電解電容，因此在開關頻率處，由 0C 產生的紋波電壓分量小于由 0R 產生的紋波電壓分量，因此在中頻段，對于一階系統，輸出紋波接近于等于串聯電感 1L 的交流紋波電流乘以 0R 。 通過一些廠家 的產品目錄可知，對于很大范圍內不同等級不同容值的常用鋁電解電容，其 00CR 的值近似為常數，為 F?? 61080~50 。若串聯電感 1L 的輸出電流紋波 AdI 2? ，要保證輸出紋波電壓峰峰值 mVVrr 50? ，如果假設輸出紋波電壓的大部分分量由電阻 0R產生，則可以選擇電容器使得 0R 滿足紋波電壓要求 ???? 0 2 () 由上式可得 FC ?2 00 00 ??? ? () 本章小結 對于直流功率變換器來說，硬件設計的重難點就是拓撲結構的選擇、 PWM 和濾波電路的設計，在本章中，主要針這三個難點，通過分析確定了主電路的拓撲選擇和PWM 電路的設計， 并對輸出濾波電路的電感電容進行了精確的計算。 武漢科技大學本科畢業設計 31 6 實驗測試與結果 功率損耗分析 對于 BUCK 同步整流電路的固有功率損耗，當使用實際元器件時，整流電路的損耗主要是開關管 1Q 和 2Q 的導通損耗以及磁性繞組的阻抗損耗。導通損耗與平均直流電流有關，因此相對容易計算。當考慮開關管的開關損耗以及電感的磁芯損耗是，電路開關損耗的計算將變得很復雜。在開通和關斷瞬間， 1Q 和 2Q 的開關損耗是由電流和電壓的交疊產生的，而電感 1L 的電流紋波在磁芯材料上產生磁滯和渦流損耗。 對于導通損耗，如圖 所示，在理想情況下， 1Q 和 2Q 這兩個晶體管都是理想元件，則 1Q 關斷時，其承受最大電壓 PV，但電流為零，因此損耗為零； 1Q 導通時，有點流流過，但是它的電壓降為零，同時 2Q 承受 PV 反向電壓，但是流過的電流為零，因此損耗也為零。 當忽略二次效應和交流開關損耗時，導通損耗非常容易計算。在 1Q 和 2Q 導通時間內，其電流平均值可近 似為直流輸出電流 oI 。由于在很寬的范圍內，開關管的導通壓降均為 1V，所以導通損耗可表達為 oo ffoonode ITTITTIQLQLP ????? 11)()( 21 （ ） 若忽略開關損耗，則與導通相關的效率為 10 0 ?????? out outooutout ooutde V VIIV IVPP P? （ ） 而交流開關損耗可以根據某時間段 內電壓電流動態曲線按照上升電流和下降電壓的斜率計算。在最理想的情況下如圖 所示， 1Q 導通時電壓電流變化同時開始同時結束。 1Q 電流從零上升到 0I 的同時， 1Q 電壓從最大值 dcV 下降到零，導通期間平均功率為 ? ?? onT dcoonon VIIV d TTTP 0 6/1)( () 而整個周期的平均功率為 )/)(6/( 0 TTVI ondc 。同樣， 1Q 關斷 2Q 導通時，同上可得 武漢科技大學本科畢業設計 32 ? ?? o ffT dcoo ffo ff VIIV d TTTP 0 6/1)( （ ） 而整個周期的平均功率為 )/)(6/( TTVI offdco 。 電壓1Q 電流1Q 開 通 關 斷TonT offT0I dcV 圖 開關管理想開關波形 如果設 soffon TTT ?? ，其中 sT 為開關 時間，則總損耗為 TTIVP sodcac 3/)(? （ ） 而效率為 TTVVVTTIVIIVIVPPPPsdcoutoutsodcoooutooutacde3/13/00?????????? （ ） 以輸入 22V，輸出 12V，開關頻率 )25(40 sTKHZ ?? 為例，若不考慮開關損耗，且設開關時間 sTs ?? ，根據公式 ()有 % ????? out outV V? （ ） 若考慮最理想情況下的開關損耗，則由公式 ()有 %)253/( 12 ??????? （ ） 由此可知，當開關頻率較高時，開關損耗也是必須要考慮因素。 武漢科技大學本科畢業設計 33 帶負載測試 在實際測試階段，首先對驅動電路進行了測試，主回路所使用的的同步整流功率變換器要由驅動電路產生的 PWM 波形來控制開關管，而且驅動電路還是軟硬件的銜接點，所以 PWM波形的好壞決定了主電路輸出是否能達到預期目的。實驗時由穩壓電源供電，帶電阻性負載對驅動電路進行測試，如圖 所示為驅動電路輸出波形，如圖可知，驅動波形穩定。 圖 驅動電路輸出波形 圖 為所接穩壓源為 32V 輸出時，功率變換器的輸出電壓電流波形，如圖可知輸出電壓穩定為為 為電源電壓的一半。由最大功率傳輸定理我們可知， 當負載電阻與含源一端口的輸入電阻相等時獲得最大輸出功率，在此次試驗中輸出電壓為電源電壓一半，滿足了最大功率傳輸定理。 圖 功率變換器輸出電壓電流波形 武漢科技大學本科畢業設計 34 為了測試光伏充電器的工作效率，將光伏充電器輸出端接上鉛蓄電池 6GFM12650進行充電，表 為接上功率變換器和用光伏板直充時的輸出功率比較。由表 可知，當使用功率變換器進行 MPPT 時，可以顯著提高光伏電池板的輸出功率。 表 給蓄電池充電實驗數據比較 有 MPPT充電電壓(V ) 有 MPPT充電電流(A) 有 MPPT輸出功率（ W） 無 MPPT充電電壓(V ) 無 MPPT充電電流(A) 無 MPPT輸出功率(W) 輸出功率提高百分比 % % % % % % 如表 所示為接上功率變換器后，整 個系統的工作效率。由表 可知， 當低電流運行時， 功率變換器的工作效率 就 能達到 80%以上，且當電流升到 2A 以上時，工作效率將達到 85%，符合設計要求。 表 電導增量法 MPPT 充電效率 輸入電壓)(VUPV 輸入電流)(AIPV 輸入功率)(WPIN 輸出電壓)(VUB 輸出電流)(AIB 輸出功率 )(WPOUT 效率 ? 82% 83% 83% 86% 86% 86% 本章小結 由功率損耗分析和表 可知，實際帶負載測試所得的功率變換器效率，和理想情況下計算所得的效率任然存在差距。因為功率變換器的輸出還要給電源模塊、 PWM 電路、液晶顯示模塊供電，而且電源模塊所用的 MC34063 芯 片效率不高，功率損耗較大，使得實際帶負載測試所得的效率偏小。 武漢科技大學本科畢業設計 35 7 總結與展望 本文在基于 MPPT 算法理論研究的基礎上，運用電壓閉環反饋，完成了光伏充電功率變換器硬件實現的工作。其中主 電路涉及到高端 MOSFET 驅動，驅動電路相對復雜，而且由于采用同步整流，且輸出端為電池類負載，需要多路帶死區時間的 PWM輸出來控制，控制方式相當復雜。再加上 MPPT 算法和充電管理，大大增加了系統的復雜程度。 在本設計中，為了提高功率變換器的整體性能，在設計過程中，對電導增量法中的一些判定條件都進行了適當的改善，比如，通過限定 電壓跟蹤精度來保證準確反饋，通過設定閥值來改善最大功率點附近的振蕩，這些設計都無疑使電導增量法 得到了有力的改善。 然而通過實驗測試，我發現整個系統還存在一些需要改進的地方。首先，初始搜尋最大功率點耗時相對較長，在環境溫度或日照量發生短時劇烈變化的情況下，仍然會產生相對振蕩的影響；其次，在最大功率點處， 由于測量精度限制，不能準確的