具有zvs的dc-dc升壓變換器分析與設計_畢業設計論文-資料下載頁

【導讀】隨著當今社會主要能源的日益枯竭，太陽能光伏發電越來越受到重視。好的優越性對于經濟生態環境和社會穩定發展有著重要意義。隨著電力電子技術。不斷的發展和完善。對比幾種基本的升壓變換器發現，正激升壓變換器更為可靠。交錯并聯雙管正激升壓變換器。本文首先對其結構中的LCD無損緩沖網絡、新型移相控制技術進行分析，件實驗樣機平臺，完成了主電路參數設計、器件選型、外圍電路分析與設計。器的可行性與可靠性。

　　

【正文】 2D7D8Cr 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 214 工作模態 9 狀態 1 等效電路圖 19 V i nQ1Cf R+Q2D1D 2Ll k 1Lr 1D5D6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4D R 2DR 3V oLQ3Q 4D 3D4L l k 2Lr 2D 7D8C r 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 215 工作模態 9 狀態 2 等效電路圖 工作模態 9 完成了變換器 2 中漏源結電容 Cds4 的放電以及 Cds3 的充電，因為這兩個電容串聯于同一支路，只能同時充電或放電，所以 該 模態實際上是由兩個不同的工作狀態組成，初始狀態為 Cds4 放電，終止狀態為 Cds3 充電，兩個狀態原邊繞組 L2 均參與諧振。由于參與諧振充放電的電容電感元件參數值均為非常小的數值，因此本模態的時間非常短。 t9 時刻， Cds Cds3 充放電過程完成，此時? ? 093 KVVtv inC ds ?? ， 4 9( ) 0dsCvt? ，受變壓器副邊箝位，原邊繞組 L2 上的電壓在經過諧振后并不發生變化，依然為 ? ? 092 KVtvL ?，并且流過原邊繞組 L2 上的電流也降為 0。 模態 9 完成了超前管 Q4 的驅動作用，通過上述模態分析發現，該模態中除了流過開關管的諧振電流外并沒有主電流流過，而這個諧振電流是非常小 的，因此從實際意義上講，開關管 Q4 并沒有真正開通，它只是已經完全滿足了提供電流通路的條件，并且開關管兩端電壓已經降為 0。 20 開關模態 10[t9， t10] V i nQ 1C f R+Q 2D1D2L l k 1Lr 1D5D 6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4D R 2DR 3V oLQ 3Q 4D3D4Ll k 2Lr 2D 7D8Cr 2L2C d s 3Cd s 4 圖 216 工作模態 10 等效電路圖 工作模態 10 的等效電路與工作模態 8 完全相同，因此工作機理也完全相同，只是在工作模態 9 中完成了 Cds4 的放電和 Cds3 的充電后，進入工作模態 10 時變換器 2 中 Cds3和 Cds4 上的電壓發生了變化，其他元器件上的電壓電流均保持不變。t10 時刻，滯后管 Q3 開通，此工作模態結束。 開關模態 11[t10， t11] V i nQ1Cf R+Q 2D1D2Ll k 1Lr 1D 5D6Cr 1L1L 3Cd s 1C d s 2DR 1DR 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D 4L l k 2Lr 2D7D8Cr 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 217 工作模態 11 等效電路圖 工作模態 11 中， t10 時刻， 開關管 Q3 導通，受寄生結電容的影響， Q3 電壓下降是個緩慢的過程。原邊變換器 2 中， 漏源結電容 Cds原邊繞組 L漏感Llk緩沖電容 Cr緩沖電感 Lr2 通過 Vin 發生諧振， L2 電壓不斷升高，而 Cds3 21 放電，電壓不斷降低 。由于原邊繞組共用鐵芯，受磁場耦合影響，原邊繞組 L1上電壓也要反向增大，此時在 原邊變換器 1 中， 漏源結電容 Cds Cds 原邊繞組 L漏感 Llk1， 也 通過 Vin 發生諧振 ， Cds Cds2 電壓開始升高 。 同時，對于變壓器副邊，在副邊繞組上產生 瞬時 反壓 會超過整流輸出側電壓， 副邊電流 iL3 開始 反向增加。 t11 時刻有： 121 1 1 1( )= ( )d s d sC C inv t v t V?， 341 1 1 1( )= ( ) 0d s d sCCv t v t ?， 1 2 31 1 1 1 1 1( )= ( ) ( ) L L L i nv t v t K v t V?? 此時，模態 11 隨變換器原邊繞組諧振過程的結束而結束，并且在變換器 2中將在下一時刻開始流過正向工作電流。 開關模態 12[t11， t12] V i nQ 1C f R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D 5D 6C r 1L 1L3C d s 1Cd s 2D R 1D R 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D4Ll k 2L r 2D7D8C r 2L 2Cd s 3Cd s 4 圖 218 工作模態 12 等效電路圖 在工作模態 12 中， t11 時刻滯后管 Q3 開始完全導通，從模態 11 工作機理分析不難發現，受電路中諧振作用影響，流過 Q3 正向工作電流發生在 Q3 漏源電壓降為 0 之后。同樣，對于 Q4 而言，此時才是其真正開通的時刻，而在 t11 時刻到來前， Q4 漏源電壓已經提前降為 0，因此在其開通過程中不存在任何開關損耗，所以 Q4 的開通過程實際上是一個完全理想的 ZVS 開通過程。 t11 時刻之后，原邊繞組 L2 在 Vin 作用下繼續充電，副邊繞組 iL3 電流在 Vin/K電壓作用下也繼續反向上升。此時原邊繞組 L1 上的電壓被箝位于 Vin，因此原邊變換器 1 并不參與本工作模態。 t12 時刻，原邊繞組 L2 上的電流上升 至 Io/K+Im，同時副邊繞組 L3 上的電流上升至 Io，此模態結束。 t12 時刻之后，整個采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 改進型交錯并聯雙管正激變換器進入下半個周期，下半周期工作原理與上班周期完全相同，此處不再贅述。 22 本章小結 本章從傳統正激變換器的幾種典型缺陷入手，提出一種具有緩沖電路的 ZVS交錯并聯雙管正激升壓變換器的拓撲結構，同時為了實現變換器主開關管的軟開關技術，對傳統的控制方法進行改善，提出新型的移相控制策略。為了分析這些拓撲改進、控制策略對正激變換器性能的提升，本章還對改進型變換器 的 工作模態進行了 詳細的研究。分析表明文中提出的改進型拓撲對輸出電壓、輸入電流紋波、變壓器原副邊存在的電壓過沖問題均有一定 的 改善，并且新型的移相控制策略也為變換器實現軟開關技術、提高效率創造了條件，這些改善對于最終提升變換器的整體性能有著舉足輕重的影響。 23 第 3 章 具有 ZVS 升壓變換器 硬件電路 的設計 實驗樣機整體系統設計 根據技術要求對實驗樣機整體系統進行初步設計，如圖 31 所示： 輸 入 過 流信 號 檢 測交 流 輸 入輸 入整 流 濾 波新 型 交 錯 并聯 雙 管 正 激變 換 器輸 出整 流 濾 波輸 出電 壓檢 測驅 動 電 路反 饋 信號 采 樣保 持調 節 器P W M 信號 產 生模 塊功 率 保護 中 斷模 塊保 護 信 號判 斷繼 電 器 保 護 回 路T M S 3 2 0 F 2 8 1 2輸 出 過 壓信 號 檢 測負 載 圖 31 采用 LCD 緩沖電路的 ZCZVS 交錯并聯雙管正激升壓變換器 系統框圖 直流 輸入 12V 電壓給交錯并聯雙管正激變換器，經過 50kHz 高頻變壓器變壓，輸出給全橋整流電路，經過整流濾波最終得到穩定的輸出電壓。 變換器的 控制信號由 DSP 產生， DSP 控制信號輸出給驅動電路，來產生功率開關管的驅動信號。在直流輸出側，檢測電路檢測輸出電壓，并將檢測電壓通過 DSP 的 AD模塊采樣轉換，返回給 DSP，經 DSP 運算處理，改變輸出控制信號進而調整驅動 PWM 信號的脈寬，調節輸出電壓，使系統在負載和輸入電壓波動時保 持穩定 [2223]。 輔助電路的設計 驅動電路的設計 本文學習研究的雙管正激交 錯并聯變換器工作頻率為 50kHz，兩個超前管和兩個滯后管共需要 4 路驅動信號，數量較多，綜上所述，選用自給電源的脈沖變壓器的驅動方式。最終，實驗樣機中驅動器采用北京落木源電子技術有限公司生 24 產的 MOSFET 驅動器 TXKD101。以驅動器 KD101 用戶手冊給出的推薦電路為基礎，結合本次雙管正激變換電路的特點，給出改善后的驅動電路設計，如圖32 所示。 KD1011 2 4 5 6 7D S P P W MR11 0 kR23 kR31 . 5 kR45+ 1 5R51 0R62 0 kC11 0 0 pC24 7 uC31 uU I D4 0 6 9Q13 D K 2 AQ22 S D 6 6 9Q32 S B 6 4 9D11 N 5 8 1 9D21 N 5 8 1 9 圖 32 驅動電路圖 保護電路的設計 （ 1） 輸出過壓保護檢測回路 1 0 k5 1 0 / 1 WZ 2 G N DV oG N D電 壓隔 離R P 1R 25 1 0 / 1 WR 1+R 42 0 kR 32 0 kR P 21 0 k+ 1 5 VT L 0 8 4U 1 AR 52 kH I G H V O L T A G E1 N 4 1 4 8 圖 33 輸出 過壓 保護 檢測 電路 輸出 過壓保護電路工作原理：直流 輸出 電壓分壓 后經 RP1 電位器分壓后輸入 比較器的反相輸入端，與提前設定過壓參考值進行比較 ，從而 產生 所需要的 保護信號（低電平有效）。 倘若 輸 出 過 電 壓， U1A則會 輸出低電平 HIGHVOLTAGE有效 保護 信號。 25 （ 2）輸入過流檢測保護回路設計 +H o u t1 0 K1 0 K1 0 K+1 0 K2 0 K2 0 KT L 0 8 4T L 0 8 4T L 0 8 4+H I G H C U R R E N T2 KR P 11 0 K0 . 1 uR P 2R P 3+ 1 5 VR 1R 4R 3R 5C 1R 6R 7R 82 0 K2 0 KR 2U 1 BU 1 CU 1 A5 0 K1 N 4 1 4 8G N D 圖 34 輸 入 過流保護 檢測 電路 電流信號的檢測電路使用了霍爾傳感器，本次輸入電流過流保護檢測電路選用萊姆公司的霍爾電 流傳感器 LTS 15NP，其供電電源為 +5V 供電，測量范圍177。48A，輸出為電壓信號。將霍爾傳感器套在輸入電流直流母線上，不但可以有效檢測輸入電流，同時還實現了主電路與控制電路的隔離。過流保護電路工作原理：由霍爾電流傳感器輸出電壓信號，經過反相比例放大器進行電壓放大，再通過反相器進行相位轉換，保持輸出與霍爾傳感器輸出電壓的相位一致，然后輸入下級的比較器與給定值進行比較。 若輸 入 過流，則比較器的反相輸入端電壓大于正相輸入端電壓，則輸出低電平的 HIGHCURRENT 有效信號。輸 入 電流正常時，正相輸入端電壓大于反 相輸入端電壓，則過流控制信號 HIGHCURRENT 保持在高電平無效狀態。 保護執行回路設計 保護執行回路設計如圖 35 所示。由于保護信號均是低電平有效，由輸入過流、輸出過壓保護信號經與門邏輯電路運算后分為兩路執行電路。 一路由反相器 U2A 和三極管 Q3 形成 DSP 輸出 PWM 封鎖電路，當有任一種保護信號低電平有效時，三極管 Q3 導通，將 PDPINTA 腳拉到低電平， DSP檢測到該信號為低電平后封鎖所有的 PWM 脈沖輸出，從而保護主電路器件，實現軟件保護。 另一路由反相器 U2B、三極管 Q繼電器 U4 等組成繼 電器動作電路，當任一種保護信號低電平有效時，三極管 Q4 導通，繼電器線 1 腳、 16 腳上電，繼電器常閉觸點斷開（ 4 腳、 6 腳），切斷主電路。同時，三極管 Q4 集電極與射級之間并聯的繼電器常開觸點閉合，三極管自鎖，維持繼電器線圈的得電狀態，直到按下復位按鈕，如此實現硬件保