寬帶直流低噪聲放大器設計_電子類畢業設計論文(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 此次的設計顯示內容，七段數碼管不能勝任顯示任務，故最好選用 128*64 的液晶屏作為 本課題 的顯示器。 濾波電路方案論證 方案一 ： 使用現成的濾波器芯片，如 Maxim 公司的開關電容濾波器芯片 MAX262，可以實現低通、高通、和帶通濾波器 。 方案二 ： 使用高頻運放構建濾波電路，根據設計中要求的截止頻率選用相匹配的電阻電容。而且由于要在通頻帶內平坦，選用二階的巴特沃斯低通濾波器，通過對電路Q 點的選取可以將通帶內增益起伏控制 在要求的范圍內。 比較方案一和方案二覺 ，方案一控制簡單而且比較穩定 ，但是 本課題 要求截止頻率在 10MHz， 市面上很難買到符合要求的專用濾波器，而且價格偏貴還要買相應的可調電容相匹配 ，實現較 難。方案二雖然電路搭建好了后截止頻率不變，但是 本課題 只設定了 2 個截止頻率。只要用一組 2 路繼電器就可以切換，所以實現較容易，最終選定方案二。 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 9 第 3 章 系統的理論分析與計算 帶寬增益積分析 設計 要求放大器的最大電壓增益 AV≥ 60dB，即 1000 倍， 3dB 通頻帶 0～ 10MHz，則系統總的帶寬增益積 要求為 1000 10MHz = 1GHz。 由于多級放大電路的通頻帶比組成它的每一級的通頻帶窄， 輸入信號 經過 OPA642 跟隨后進入系統放大， 分析帶寬增益積，合理地配置各級的增益和帶寬。主要指標分配為 ： 前級 緩沖 級 ： 用 一片 OPA642 做成前級電壓跟隨器， 電壓 增益 為 0dB， 帶寬 200MHz； 中間放大級：用兩片 AD603 級聯，選 10～ 30dB 模式， 兩片 最終 增益 20~60dB，帶寬 60MHz ； 中間低通濾波器：用兩片 AD818 搭建 2 階有源濾波器，分別為 5 MHz 和 10 MHz的低通濾波器。增益為 倍即 4dB。 末級放大級： 用一片電流型運放 OPA603 和 2 片 BUF634 組成后級功率放大， 增益為 16dB，帶寬 40MHz。 這樣設計的寬帶放大器增益范圍 約為 10~70dB，頻帶寬度大于 10MHz。 總體電路設計 如圖 5 所示，由于 AD603 輸出的電壓有效值有限為 2V，所以當增益為 60 dB 時，電壓增益分配為前級緩沖為 0 dB， 第一片 AD603 的增益為 20 dB， AD818 的低通濾波器的增益為 4 dB，第二片的 AD603 的增益為 20 dB，末級的功率放大增益為 16 Db， 這樣 電路的總體增益為 60 dB，輸出的電壓有效值可以達到 10V，總體電路 框圖如 圖 31所示。 圖 31 總體電路 框 圖 輸入級 OPA642 末級功率放大 OPA 603 程控電壓放大器 AD603 有源濾波器 AD811 程控電壓放大器 AD603 單片機控制 DA電壓輸出 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 10 通頻帶內增益起伏控制分析 系統通頻帶內的增益起伏同時受 到 濾波器和各級運算放大器的帶內增益平坦度的影響。由于各級的增益是對數相加的關系，我們對各級的增益起伏控制分別進行分析： 對于前置緩沖器，使用同相跟隨器作緩沖可以使整個放大器輸入阻抗提高，降低信號源的驅動要求。選擇作跟隨器時增益穩定的運放，使用 OPA642 可達到 以下 。 中間放大級 增益最大，增益起伏主要來自這一級。 濾波器的帶內增益起伏受到濾波器 Q 點選取而變化， 巴特沃斯 濾波器通帶內比較平坦，在 Q 點選 時，通帶內增益起伏可以控制在 dB 以下。 若使用兩片 AD603 級聯，根據數據手冊， 時增益起伏在 以內。 AD603 的控制電壓的微小變化能夠引起增益的較大起伏，需要精確控制。使用 12 位的 TLV5618，配合最大誤差為高精度 + 電壓基準源MAX6161，可以使 DA 輸出最大電壓起伏對應的增益起伏為 。 但是實際過程中兩邊 AD603 級聯在增益過大時會產生共激震蕩，造成 整個電路不穩定。一般在兩片AD603 級聯會加電容隔離來消除共激震蕩，但是 本課題 電路要能對直流進行放大，所以不能加電容進行隔離。但是 如果將濾波器加在兩片 AD603 中間時，可以消除這種情況。所以最終在兩片 AD603 級聯時 ， 中間加濾波器能將帶內增益起伏控制在 。 直流 電源的 供電的穩定性也會對各級放大產生影響。需要對直流電源輸入作電容電感的∏型濾波，有效濾除 各個芯片電源電壓中 低頻紋波和高頻分量 。 末級放大級的增益大于 20dB，與中間級放大類似，也要選擇通頻帶內平穩的電路。根據資料使用 OPA603 的幅頻響應如圖 32 所示，在通頻帶內的最大起伏為 。 圖 32 OPA603 幅頻響應 抑制零點漂移分析 我們設計使用了高質量的穩壓直流電源和部分經過老化實驗的元件，可大大減小由 此而產生的漂移。 輸入級采用 OPA642，直流偏移為 500μ V，相對于輸入信號有效值為 10mV 時，引入的誤差約為 1%。中間級的零點漂移也不可忽略， AD603 的電壓偏移最大為 20mV，經過 60dB 放大理論上可以產生最大 20V 的輸出失調電壓，因此必須進行調零。末級功率 放大使用 OPA603， 15V 供電時的最大零點漂移為 6mV，作大信號放大使用時可以忽略但是若前級為衰減，這項的影響將十分顯著。因此對 OPA603 也要進行調零。 經過處理，該方案能較好的抑制零點漂移現象 。 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 11 系統固有噪聲分析抑 根據分析 本系統的固有噪聲來源主要有寬帶噪聲、電阻熱噪聲及 1/f 閃爍噪聲。首先：電阻熱噪聲由導體中電子的不規則運動產生。為了避免電阻熱噪聲， 我們在系統中應用低噪聲電阻作為反饋回路的電阻，在不影響放大器頻率響應的前提下使用阻值較低的電阻作為反饋電阻，電阻熱噪聲可利用 en= 4kTR f? 公式計算。其次：對于寬帶噪聲 利用運算放大器官方手冊中其電壓頻譜密度曲線進行計算，該計算較為繁瑣，在此不詳述。最后：對于 1/f 閃爍噪聲，長可將其歸一化為 1Hz 噪聲，利用電壓頻譜密度曲線給出的數據進行計算。對于我們的設計而言，通過選擇低噪聲器件已能夠較好的解決系統固有噪聲的問題。 線性相位分析與計算 如果一個頻率為ω 的正弦信號通過系統后，它的相位落后 ?，則該信號被延遲了 ? /ω的時間。由于調試時我們使用函數信號發 生器，其輸出信號含有各階諧波分量，輸入信號可以分解為多個正弦信號的疊加。在通過運算放大器之后由于客觀的諧波失真存在，會出現一定的相位失真的問題。運放 實測表明，系統中各級放大器的線性相位誤差均小于 176。，影響相位線性度 的最重 因素是濾波網絡的相頻特性。貝塞爾濾波器具有最好的線性相位特性， 但幅頻特性下降 常緩慢，要達到 9MHz 時小于等于 1dB 的增益誤差，需設計 8 階無源濾波，電感值較大、網絡復雜、制作困難。綜合考慮，采用較低階數的其 他種類濾波器來使相位非線性盡 減小。 實際系統中采用 2 階 有 源 巴特沃 濾波器， 5MHz 和 10MHz 截頻的相頻、幅頻相應如圖 33(a)和圖 33(b)所示，可見通頻帶內相位線性度較好。 (a)5MHz 截止頻率的巴特沃斯濾波器 (b)10 MHz截止頻率的巴特沃斯濾波器 圖 33 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 12 放大器穩定性分析 對于放大器的穩定性分析，我們主要考慮三個方面的問題： 由于采用三級放大器級聯的方式，為了減少高頻自激和消振困難，在相鄰的放大器之間加入電壓跟隨器作隔離； 同時， 為了消除內阻引起的寄生震蕩，還要在運放電源端就近接去耦電容。 系統各部分電路間阻抗匹配問題：我們的設計 使本系統各部分電路之間的輸入輸出阻抗匹配 ， 不僅提高了系統的穩定性，而且對本系統驅動容性負載能力的提高有很大幫助 。 從電路板的布局上進行考慮：我們避免在放大器下方走電源線及地線 ， 以減小寄生電容以提高放大器的穩定性。地線在電路板焊的盡量粗 ， 來過濾掉電路中的低頻諧波和高頻分量。 并且盡量減少 信號 走線長度來減小寄生效應的影響。 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 13 第 4 章 系統的電路 原理和 設計 前級跟隨電路設計 本課題 要求正弦信號輸入的有效值在 10mV 以下，并且頻率達到 10MHz， 放大器的輸入電阻 ≥50?， 所以決定采用超寬帶低噪聲運放 構成電壓跟隨電路，經過比較選用OPA642 作為前級電壓跟隨的器件。 OPA642 是 一款超寬帶低噪聲運算放大器。可以采用177。 5V供電，在作為增益為 1 的電壓跟隨器是其貸款可以達到 400 MHz 超低噪聲，噪聲為 Hz ，在正弦信號有效值為 10mV 時引入噪聲量小于 1%，可以忽略不計。 用 OPA642 構建 前級跟隨電路如圖 41 所示， OPA642 閉環帶寬增益積能達到400MHz，搭建成前級正向跟隨器，輸入電阻 50?， 滿足設計的要求。但是在正負電源與地之間一定要加 去耦電容，不然電路會產生自激 振 蕩。 圖 41 OPA642 前級跟隨電路 中間放大級和濾波電路設計 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 14 壓控運放 AD603 原理 與電路 AD603 的簡化原理框圖如圖 42 所示 ， 它由無源輸入衰減器、增益控制界面和固定增益放大器三部分組成。圖中加在梯型網絡輸入端 (V INP) 的信號經衰減后 ， 由固定增益放大器輸出 ， 衰減量是由加在增益控制接口的電壓決定。增益的調整與其自身電壓值無關 ， 而僅與其差值 VG 有關 ， 由于控制電壓 GPOS/ GNEG 端的輸入電阻高達50MΩ ， 因而輸入電流很小 ， 致使片內控制電路對提供增益控制電壓的外電路影響減小。以上特點很適合構成程控增益放大器。圖 42 中的 “滑動臂 ”從左到右是可以連續移動的。 圖 42 AD603 內部原理圖 當 VOUT 和 FDBK 兩管腳的連接不同時 ， 有三種模式可供選擇。 模式一：將 VOUT與 FDBK 短路，即為寬頻帶模式（ 90MHz 寬頻帶）， AD603 的增益設置為 ~+ dB。 模式二： VOUT 與 FDBK 之間外接一個電阻 REXT， FDBK 與 COMN 端之間接一個 的電容頻率補償。根據放大器的增益關系式 ，選取合適的 REXT，可獲得所需要的模式一與模式三之間的增益值。當 REXT= 千歐時，增益范圍為 1~+41dB。模式三： VOUT 與 FDBK 之間開路， FDBK 對 COMN 連接一個 18uF 的電容用于擴展頻率響應，該模式為高增益模 式，其增益范圍為 +~+，帶寬為 9MHz. 在以上三種模式中，增益 G（ dB）與控制電壓 VG 的關系曲線如圖 43 所示。當VG 在 500mV~+500mV 范圍內以 40dB/V（既 25mV/dB）進行線性增益控制，增益 G(dB)與控制電壓 VG 之間的關系為： G(dB） =40VG+Goi（ i=1， 2， 3），其中 VG=VGPOSVGNEG（單位為伏特）， Goi 分別為三種不同模式的增益常量： GO1=10dB， GO2=10~30dB（由REXT 決定，當 REXT= 千歐時， GO2=20dB）， GO3=30dB。 當 VG500mV 或 VG+500mV 時，增益（ dB）與控制電壓 VG 之間不滿足線性關系 ， 當 VG=526mV 時， Gmin(dB)=； VG=+526mV 時， Gmax（ dB） =GF。 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 15 圖 43 AD603 增益與控制電壓曲線 根據 本課題 要求，選用 AD603 的模式一 將 VOUT 與 FDBK 短路 ，即此時 AD603的增益為 ~+ dB。再在 2 號管腳即 GENG 上接固定電壓 ， 這樣通過單片機控制 DA 給 GPOS 管腳一個可變電壓，電壓范圍在 0~1V， 從而給兩個管腳的電壓差 VG 范圍控制在 ~+。這樣 AD603 的增益與 VG 成線性關系，方便控制。設計電路如圖 44 所示。 圖 44 程控放大器 AD603 電路 控制電壓產生電路 由于要產生精確地控制的電壓，通過比較選用 MAX539 作為 本課題 的 DA 芯片。MAX539 是一種采用 5V單電源供電的低功耗電壓輸出型 12 位串行數模轉換器。它具有接口簡單、轉換時間短、功耗低、體積小等特點。 MAX539 采用自校正結構 ， 其偏置電壓、增益和線性度等參數在出廠前均已微調 ， 因此無需其它外接元件與外部調整。 南京師范大學電氣與自動化工程學院畢業設計論文 16 MAX539 的 內部電路 圖如圖 45 所示。由圖可知 ， MAX539 內部采用倒置的 R 2R梯形網絡和單電源的 CMOS 運算放大器將 12 位數字量轉