p波段低噪聲放大器的性能優化設計及版圖實現畢業設計(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 比較如表31[13]。表31 寬帶放大電路的性能比較性能電路形式平衡電路負反饋有損匹配行波電路有源匹配頻帶寬度倍頻程多倍頻程多倍頻程非常寬多倍頻程電路尺寸較大較小中等中等中等阻抗匹配優良較差良良噪聲系數低中高低低電路允許公差大中大中中多級相聯容易不易不易容易不易FET數量中少少多中輸出功率線性度好較好中較好較好有損匹配網絡的噪聲系數很高，不滿足低噪聲放大電路對噪聲系數的要求。相比之下，有源匹配電路的各項性能、指標都很好，但是多級相聯不易，也是僅適合于單片集成電路或無封裝管芯電路的一種電路型式。平衡放大電路的可以對晶體管進行低噪聲匹配設計，而不用考慮駐波比，這種放大器的增益帶寬與單級放大器相比沒有提高，并且這種放大器由于有相移網絡的存在非常復雜，而且它的帶寬主要受限于相移器的帶寬。對于行波放大電路電路尺寸中等，此外，需要的FET數量多，成本價格很高。負反饋放大電路通過降低放大器增益，改善放大器的穩定性、改善非線性失真、平坦增益度以及擴展通頻帶；但同時由于負反饋的引入，會增加系統的噪聲系數。不過由于負反饋網絡結構簡單，價格便宜，易于加工，最后我們選擇使用負反饋網絡來實現擴展帶寬。 負反饋網絡 負反饋網絡的理論分析 在放大電路引入負反饋之后，除了是閉環增益下降之外，還會影響放大電路的許多性能，如改善增益的穩定性、改善非線性失真、抑制反饋環內噪聲等。負反饋放大器的基本原理圖如圖34所示。 圖34 負反饋放大器的基本原理圖晶體管負反饋電路簡化模型如圖35所示。 圖35 負反饋電路簡化模型在圖35中忽略柵源電容的影響，則電路的導納矩陣為： （31）相對應的S參數分別為 (32) (33) (34)其中為特征阻抗，為負反饋電阻。由式（33）可知，此時負反饋電阻 影響著負反饋放大器的增益，而與頻率無關了。這樣便可認為是擴展了帶寬，獲得了平坦的增益。 負反饋網絡的分類根據反饋網絡在放大電路的輸入端的連接方式，負反饋放大器可以分為兩種：串聯負反饋和并聯負反饋。對共射極放大電路，若反饋引回到基極，則是并聯負反饋；若引回到發射級，則是串聯負反饋。對運算放大電路，反饋信號加在同一輸入端，則為并聯負反饋；反饋信號分別加在兩個輸入端，則為串聯負反饋。以JFET為例，串聯負反饋如圖36，并聯負反饋如圖37。圖36 串聯負反饋圖37 并聯負反饋 雖然串聯負反饋放大器很難設計、優化,但卻可以獲得最小的噪聲系數,具有極大的吸引力。因此,該技術還是被廣泛地運用到了寬帶低噪聲放大器的設計當中。并聯負反饋可以減小晶體管兩端口S參數的S11和S22的幅度，使得寬帶匹配更容易實現,提高增益平坦度,尤其能夠增強低頻穩定性[12]。 阻抗匹配理論 為了讓放大器從信號源獲得最大的功率，需要在其輸入端進行共軛匹配，即匹配網絡的輸入阻抗應等于信號源阻抗的共軛；為了讓放大器向負載傳輸最大的功率，需要在負載端進行共軛匹配，即匹配網絡的輸出阻抗等于負載阻抗的共軛[15]。低噪聲放大器的設計，要想獲得較小的噪聲系數和較高的功率增益，就必須對輸入、輸出端口進行合理的阻抗匹配。對應不同的工作頻率，匹配網絡也有著不同的電路拓撲結構，但各種匹配電路的基本原理還是相同的，即共軛匹配原理。表32給出了一些基本匹配電路的原理和特性。表32 基本匹配電路的原理和特性匹配網絡元件類型工作頻帶網絡靈活性網絡復雜度設計方法L網絡集總元件窄小低圓圖或解析T和網絡中中中梯網絡寬高高綜合單枝節分布參數窄小低圓圖雙枝節中中中濾波器理論寬高高綜合1/4波長變換器窄無低解析多節變換器寬中高綜合漸變線寬高高解析混合型集總元件 分布參數窄帶寬高低到高圓圖或解析 集總參數元件匹配網絡的設計在射頻的低端頻段，通常使用電容和電感實現阻抗匹配電路。當頻率較低時，采用集總參數的匹配電路是一個合適的選擇。能實現匹配功能的分立元件網絡很多，既可以選用簡單的雙元件L形匹配網絡，也可以選用匹配性能更好但結構更復雜的多元件匹配網絡，如三元件的T形網絡和π形匹配網絡[17]。其中L型匹配網絡因其只有電感和電容，故它的電路結構最簡單，性能也比較可靠，而且它的成本也是最低的。如圖38所示，根據兩種元件連接方式，L型匹配電路可以組成八種不同的電路結構。另外在選擇匹配電路的時候還要考慮到元件的標稱值，電容電感組合產生的頻率特性，直流偏置以及電路尺寸布局的許可等因素。圖38 L型匹配電路的8種形式 分布參數元件匹配網絡的設計 隨著頻率的提高，波長不斷減小，集總元件的寄生參數效應越來越明顯。當波長與元器件尺寸或電路尺寸相當時，可以采用分布參數元件來匹配網絡，分布參數元件是在主傳輸線上串聯一段傳輸線或并聯枝節構成。所以，分布參數匹配電路一般用于工作頻率較高的電路系統中。單枝節匹配 單枝節匹配就是在主傳輸線上并聯一個枝節，用枝節的電納抵消其接入處主傳輸線上的電納，來達到匹配。單枝節可以是終端開路，也可以是終端短路，單枝節短截線匹配電路拓撲結構如圖39所示，圖39(a)為負載先與短截線并聯后再與一段傳輸線串聯，圖39(b)為負載與傳輸線串聯后再與短截線并聯。（a）負載先與短截線并聯 （b）負載與傳輸線串聯圖39 單枝短截線匹配電路拓撲結構雙枝節匹配單枝節的優點是簡單，缺點是枝節的位置需要調節，這對于有些電路來說是困難的，解決辦法就是采用雙枝節匹配，使兩個枝節的位置固定不變，只調節枝節的長度，通過調節枝節的長度來達到匹配。雙枝節短截線匹配電路拓撲結構如圖310所示。圖310 雙枝短截線匹配電路拓撲結構圖310所示的雙枝節短截線匹配電路中，一段固定長度的傳輸線兩端并聯了兩段開路或短路的短截線，的長度通常采用1/3/8或5/8個波長。阻抗變換器 阻抗變換器應在電壓波腹或電壓波谷處接入。，在輸入阻抗和負載阻抗之間串聯一段傳輸線就可以實現阻抗變換。圖311 阻抗變換器 其中，中間傳輸線的長度為相應波長的1/4，特性阻抗由負載阻抗和輸入阻抗共同決定，即： （35）假設輸出阻抗為純電阻，即 (36)則有： (37) 如果負載不是純電阻，則可以先將負載轉換成純電阻之后再進行匹配。由于這種匹配電路和波長有關，所以一般阻抗變換器的工作頻帶較窄，若想增加工作帶寬，可以采用多級阻抗變換器串聯的方式。隨著串聯個數的增加，這種多節阻抗變換器就進一步演化為漸變線型阻抗變換器。　設計指標與器件選擇 擬實現的各項指標 低噪聲放大器的主要性能指標包括：增益、噪聲系數、工作頻段、輸入輸出駐波比等，在這些指標之中噪聲系數和增益對系統性能的影響較大。 本低噪聲放大器應用于某無線接收機射頻前端，所需指標如下： ～1GHz 中心頻率為615MHz 噪聲系數NF≤4dB 增益為20dB 端口駐波比VSWR≤ 晶體管的選擇 選擇合適的晶體管是設計性能良好的低噪聲放大器的基礎。選取晶體管時，必須要關注它的整體性能，如最大可用增益、最小噪聲系數、動態范圍以及輸入、輸出反射系數。～1GHz，有770MHz的工作帶寬，屬于寬帶放大器。在綜合考慮功率增益、噪聲系數、S參數等指標后，我們選擇了NXP半導體公司生產的型號為 BFU630F的 NPN wideband silicon RF transistor。選擇這個管子主要考慮它在要求頻帶范圍內能正常工作，并且在要求的帶寬內噪聲系數很小，而且增益也滿足要求。管子廠商提供的晶體管性能圖分別為圖312和圖313。圖312 噪聲系數與頻率和集電極電流的關系圖313 增益與頻率和集電極電流的關系其中，（1） f=（2） f=（3） f=（4） f= 通過對BFU630F的性能分析，最終選取晶體管的。 電阻、電容及基板材料的選擇為了防止由于電阻寄生參數的過大而使放大器高頻性能不好，或導致自激，負反饋電阻應選用 0402 封裝的，偏置電阻選擇0603封裝。，介質板厚度為1mm，該介質基板介電常數和損耗都比較低，廣泛應用與衛星通訊、導航、雷達、天線、功分器、合路器、藕合器、直放、干放等產品。 本章小結本章首先從整體上給出了低噪聲放大器設計的一般步驟，后續設計都以此開展。接著介紹了單級和雙級低噪聲放大器的一般結構，對比分析兩者的區別。然后給出了五種放大電路，進行了性能比較分析，最后確定選擇負反饋放大電路，并介紹了負反饋電路的兩種形式。最后給出設計指標、以及器件和基板的選擇。第4章 單級低噪聲放大器的仿真設計 隨著市場需求的不斷提升，近年來射頻電路應用的頻率變得越來越高。為了滿足高速率信號傳輸，信道帶寬也越來越寬，電路的各項參數要求越來越嚴格（如低噪聲放大器的噪聲系數），產品的功能要求越來越多樣化，產品尺寸要求越越來越小，而產品設計周期卻越來越短。借助于微波仿真軟件進行電路設計必然是第一選擇。美國安捷倫（Agilent）公司推出的大型 EDA 軟件 ADS 憑借其強大的功能與友好的界面，已成為當今微波電路設計的主流設計開發軟件。 ADS 集合了許多種 EDA 軟件的優點，可進行各種各樣不同環境，不同材料，不同要求，不同方式的仿真。其強大的仿真功能，較快的速度和較高的準確性，已經得到業界的普遍認可，成為業內最為流行的射頻 EDA 軟件。本設計也運用ADS 這款軟件來進行仿真設計。 直流偏置網絡的設計與仿真 直流偏置電路的設計目標是為給晶體管提供一個適當的、穩定的靜態工作點。偏置電路需要設置晶體管基極電流和集電極對發射級的電壓。良好的偏置電路還可以減少晶體管參數離散性對電路特性的影響[18]。同時，它的選擇對駐波比、噪聲系數和增益也有比較大的影響。在進行直流偏置電路設計之前，先對晶體管的靜態工作點進行掃描分析，根據晶體管的數據表，選擇晶體管的工作狀態為,。具體的掃描電路和掃描結果分別圖41和圖42所示，這樣就可以確定晶體管的靜態工作點。圖41 直流掃描電路圖圖42 直流掃描數據結果在低噪聲放大器的設計中，一般有三種偏置網絡可供選擇，通常我們選擇射極不接電阻的偏置電路，所以選用如圖43所示的偏置網絡。圖43 所選偏置電路根據上面的偏置網絡運用軟件ADS可得到偏置網絡原理圖，如圖44所示。其中,，。P1表示基極，P4接電源，PP3接射級。從圖中可以看出和的電阻值都不是常規標稱值，它們僅是理論計算的結果，后面會用常規標稱值電阻代替。 將得到的偏置電路與晶體管連接好，完整的偏置電路如圖45所示。圖44 偏置電路原理圖 為了防止直流通路和交流通路之間的相互影響，要在它們之間加入一些電容電感，以達到扼流的目的，使直流偏置信號能夠進入晶體管，驅動其在放大器正常工作，而阻止射頻信號進入直流通路，破壞偏置。圖45加入射頻扼流的偏置電路 仿真可以得到穩定系數、S參數、最小噪聲系數、駐波比分別如圖46，47，48，49所示。當中心頻率f=615MHz時，最大增益約為22dB，說明晶體管工作在放大區。，處于絕對穩定的狀態。頻帶內，,滿足要求。此時，駐波比性能較差。 圖46 穩定系數曲線圖47 S參數曲線圖48 最小噪聲系數曲線圖49 駐波比曲線 負反饋網絡的設計與仿真 由偏置電路仿真結果可知，除了噪聲系數和穩定系數，其余參數均不滿足要求。，負反饋網絡可用于平坦晶體管增益，提高器件的穩定性，改善輸入輸出駐波比，因此，在偏置電路的基礎上加入負反饋電路。 實際的負反饋電路一般是由串聯的電阻、電容接在晶體管的集電極和基極。電路如圖410所示。圖410 負反饋網絡原理圖 通過仿真優化反饋電阻和電容，得到合適的值，加入反饋網絡之后的穩定系數、S參數、最小噪聲系數、駐波比分別如圖411，412，413，414所示。 圖411 穩定系數曲線圖412 S參數曲線圖413 最小噪聲系數曲線圖414 駐波比曲線由兩組圖對比可知，加入負反饋之后，帶