級高頻課程設計指導書(終極)(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 調 制 信 號 石 英 晶 體調 頻 倍 頻 電 路 高 頻 功 放 圖 43 發射機方案三系統框圖 綜上可知，方案一實現簡單，頻率穩定度高，但是由于鎖相環或者 DDS 在此使用，即違反題目不允許使用大規模集成器件的要求，因為鎖相環或者 DDS 作為單功能模塊使用時只能作為信號源，而不能作為調制器。方案三頻率穩定度最高，但是石英晶體調制，頻偏很小，需要經過多次倍頻方式才能獲得 75KHz 最大頻偏，實施難度最大。方案二則兼顧了方案一與方案 三的問題，采用變容二極管直接調頻，頻率穩定度以及最大頻偏的問題均能較容易實現，而且對提升發射機效率有很好的改善。因此本作品采用方案二的方式進行發射機系統的設計與制作。 調頻 接收機方案比較與選擇 方案一： 接收機整個電路采用三極管與檢波二極管構建。選用低噪聲三極管搭建前置低噪聲放大器、三極管混頻器、西勒振蕩器或晶體振蕩器、中頻放大電路以及鑒頻器和低頻功率放大器。其系統框圖如圖 44 所示。 高頻課程設計指導書 7 三 極 管前 置 放 大三 極 管混 頻 器 B P F三 極 管放 大 B P F 鑒 頻 器 低 頻 放 大包 絡 檢 波本 振M C U顯 示 圖 44 接收機方案一系統框圖 方案二： 接收機混頻器采用集成混頻 器單功能模塊搭建，本振采用鎖相環（ PLL），前置低噪聲放大和中頻放大采用晶體三極管搭建，低頻功放采用集成單功能模塊。其系統框圖如圖 45 所示。 三 極 管前 置 放 大混 頻 器 單功 能 模 塊 B P F三 極 管放 大 B P F 鑒 頻 器低 頻 放 大 單功 能 模 塊鎖 相 環（ P L L ） 包 絡 檢 波M C U顯 示 圖 45 接收機方案二系統框圖 方案三： 接收機盡可能選擇單功能模塊進行搭建，前置低噪聲放大器、中頻放大器均可采用集成的低噪聲高速運算放大器搭建，本振采用直接數字式頻率合成器（ DDS），混頻器、相移乘法鑒頻器、低頻功率放大器均采用集成單功能模塊搭建。其系統框圖如圖 46 所示。 前 置 放 大單 功 能 模 塊混 頻 器 單功 能 模 塊 B P F中 頻 放 大 單功 能 模 塊 B P F 鑒 頻 器低 頻 放 大 單功 能 模 塊D D S 包 絡 檢 波M C U顯 示 圖 46 接收機方案三系統框 圖 綜上可知，通過對各個方案的分析，方案一由于需要使用較多的三極管電路，對靜態的確定要求較高，因此在調試難度上較大，而且本振采用的是西勒振蕩器或者晶體振蕩器，改變頻率不易，即不易實現自動搜索功能。方案二雖然使用了部分單功能芯片模塊，降低了一定的調試難度，但是由于本振采用的是鎖相環，鎖相環調試難度較大，實現自動搜索功能時容易出現失鎖的情況。方案三則基本采用了單功能芯片模塊，使用 DDS 作為本振，自動搜索實現非常容易，穩定度高，整個系統調試難度降低。因而本作品中的接收機采用方案三來實現。 高頻課程設計指導書 8 5 調頻 發射機 電路設計 低頻電壓放大器 的設計 為了穩定工作點，采用分壓式偏置電路及電流負反饋電路來設置靜態工作點。 一般可用經驗公式來選取靜態工作點與偏置電路元件參數。 低頻電壓放大器選用阻容耦合共射 放大器，電路如圖 51 所示。 圖 51 低頻電壓放大器 偏置電阻的估算 對于小信號放大器應工作于線性區，且在能滿足電壓 增益要求的前提下， CQI 應盡量小一些，這樣可以減小靜態功率損耗。一般選取 mA～I CQ ? 為宜， 本設計選取mAICQ ? 。 為了 滿足靜態工作點的條件，要求 BEBQ UU ?? 一般選取 BEBQ UU )105( ～? ，BQR II )105( ～? ， 本設計取 VUBQ 3? ， BQR II 6? 。 KI UUIUR CQ BEBQEQEQ 34 ??????? ? KIUIUR CQBQRBQ 33006 32 ??? ???? ?? 高頻課程設計指導書 9 KU RUVR BQ BQCC 663 100)35()( 21 ?????? 為了調整方便，選用 10K 固定電位器和 100K 電位 器 串聯。 集電極負載電阻的估算 KI mVrI mVrr CQbbEQbbbe )1( // ????????? ?? 若選取 CL RR ?? ，即 CL RR ?/ ，由beCbeLu rRrRA ?? ?? / 得 KrAR beuC 2300 ???? ? （ 3）電容參數的選取 嚴格計算 1C 、 2C 、 3C 的參數較為麻煩，根據經驗值，通常選取 FCC ?)102(21 ～?? FC ?)10050(3 ～? 。本設計選取 FCC ?1021 ?? ， FC ?1003 ? 。 調頻電路 的設計 實現調頻的方法可分為直接調頻和間接調頻兩大類。 由于 變容二極管調頻電路 具有 優點是電路簡單，工作頻率高，易于獲得較大的頻偏，而且在頻偏較小的情況下，非線性失真 可以很小。因為變容二極管是電壓控制器件，所需調制信號的功率很小 。因此，本設計選用此方案。 集成壓控振蕩器 MC1648 外接電路減到很少，使用非 常方便。因而壓控振蕩器可以選用單片集成振蕩電路 MC1648 來構成。輸出為正弦波的 LC 振蕩器 用變容二極管實現回路調頻， 直接用控制電壓實現控制。 在這個電路中采用了兩個變容二極管，并且同極性對接，常稱為背靠背聯接。其主要目的是減小高頻振蕩電壓對變容二極管總電容的影響。為了減小這個影響采用兩個變容二極管背靠背串接的方式，由兩個變容二極管代替一個變容二極管。對高頻振蕩電壓來說，每一個變容二極管只有原來高頻振蕩電壓的一半，這樣就能減小高頻振蕩電壓對變容二極管總電容的影響。而對于調制電壓 uΩ(t)來說，由于是低頻信號，高 頻扼流圈 L 相當于短路，加在兩個變容二極管上的調制電壓是相同的。 與此 同時提高了振蕩器的頻率穩定度。調制器 原理 電路如圖 52 所示。 高頻課程設計指導書 10 圖 52 VCO 原理電路 變容二極管直接調頻的特點為最大 頻偏大，能夠達到幾 MHz，為解決調制頻偏過大的問題，因此使用變二極管部分接入的方式完成，以達到調制信號變化 1V 時對應的頻偏為75KHz， 與此 同時提高了振蕩器的頻率穩定度。 調制器具體電路如圖 53 所示。 在要求的相對頻偏較小，而所需要的 m 也就較小，因此，這時即使 γ 不等于 2，二次諧波失真和中心頻率偏移也不大。例如在 本 調頻發射 機中，中心頻率 fS 在 26～ 28MHz范圍內 ，要求的最大頻偏 Δf=75kHz，若所用變容二極管的 γ=1，則由式 Δfm=2?mωc可求得 m=103～ 103，這時對應的 kf2 和 /ccff? 都很小。由此可見，在相對頻偏較小的情況下，對變容二極管 γ 值的要求并不嚴格。 圖 53 直接調頻電路 直流偏置電路 MC1648 的第 10 腳輸出一個約 的穩定電壓，作為變容二極管的一個偏壓，調整RP2 可以調節變容二極管的 偏壓。 R3 為隔離電阻，一般選取比較大，可以減弱因調整 RP2對振蕩回路 Q 值的影響，本設計選取 51K。串饋扼流線圈 L1 的電感量根據經驗值，在短波波段一般選取 15μ H～ 50μ H，本設計選取 15μ H。 頻率 調制電路 VCO 產生的振蕩頻率范圍和變容二極管的壓容特性有關， CVD 的大小受所加偏置電壓Ur 控制，偏置電壓與容量關系曲線，如圖 54 所示。 高頻課程設計指導書 11 u rC V D1 . 5 V 5 V2 5 p F5 0 p F 圖 54 V101 變容二極管的壓容特性 其振蕩頻率下 式 計算 12cf LC? ?? 其中 1544151 2 5 611 1 1 12( )VDVDV D V DCCC C CCCC C C C? ? ? ? ? ?? ? ? 對于 27cf MHz? 點頻，取 2LH?? 得 2 6 2 611 18( 2 ) ( 2 2 7 1 0 ) 2 1 0CC p FfL??? ?? ? ?? ? ? ? 若選取 4 5C pF? 、 56100C C pF?? 、 1235V D V DC C pF??得 1544151 2 5 61 1 35 10 05 181 1 1 12( ) 2 ( 35 10 0)VDVDV D V DCCC C C pFCCC C C C??? ? ? ? ? ? ? ???? ? ? 符合設計要求。 高頻功率放大器的設計 甲類功率放大器工作在線性狀態，故信號的放大處于線性放大狀態，波形沒有失真，小信號放大效果較好，而且調試比較簡單。它的缺點在于靜態工作點較高，在沒有信號時依然具有靜態電流，所以它的效率不是很高。題目要求效率 ≥40%，采用甲類功率放大器 能達到設計的要求，所以 本設計 采用此方案 電路如圖 55 所示。 高頻課程設計指導書 12 圖 55 高頻功率放大器 環形電感的設計 通常采用試繞法，具體的設計方法分兩步： 第一步，在選好的磁環上，先試繞若干圈，設匝數為 N01 ，并測出其電感量 L01， 由此，計算出該線圈的結構系數 L0。由公式 20L LN? 得 線圈的結構系數 L0 010 201LL N? 結構系數 L0 與 線圈的結構尺寸、磁芯的有效導磁率 i? 有關。 第二步，在同樣磁芯上得到的電感量 L 為 220 01201xxx NL L N LN?? 得相應的匝數為：0101xx LNNL? 選用直徑為φ 的漆包線，在線圈上繞 制在 NXO20φ 10 6 5 上繞 Nx 匝，然后測得實際電感值，可適當調整到設計值，正確的繞法參見圖 56。 圖 56 環形電感 高頻課程設計指導書 13 6 調頻 接收機電路設計 低噪聲前置放 大器 的設計 n 級級聯 網絡 的總噪聲系數為 2311 1 2 1 2 ( 1 )1 1 1F F F nFFP H P H P H P H P H P H nN N NNN A A A A A A?? ? ?? ? ? ? ?? ? ? ? 由此式可知，多級 網絡 總的噪聲系數主要取決于前面兩級，而和后面各級的噪聲系數幾乎沒有關系。這是因為 AP 的乘積很大，后面各級的影響很小。通常，要求第一級的 NF1要小而 APH1 要大。 美信公司的 MAX2650 低功耗低噪聲甲類放大器，它的增益固定，不需要外圍電路過多擴展，降低了噪聲的引入途徑和調試的難度。 MAX2650 用于從直流至 900MHz， 它有一個平坦的增益響應 。 單 +5 V 供電。 MAX2650 的低噪聲 系 數 （ 噪聲 系 數 ） 和高驅動能力 （輸入、輸出阻抗 50Ω）， 使它非常適合用于各種傳輸接收 、 緩沖應用 。 該器件 采用內部偏置 ， 省去了外部偏置電阻或電感器 。 典型的應用 ， 唯一需要的外部元件 就 是輸入輸出隔離電容 。 MAX2650 的輸入輸出阻抗均為標準的 50Ω 純電阻，外圍不需要再另行做阻抗匹配，避免 了外加組件所引入的噪聲和信號衰減，進一步降低了調試的難度。 但是該芯片對電源的紋波要求較高，紋波要盡可能的小，否則較大的電源紋波引入就能將衰減后的 uV 級小信號湮沒，所以在電源供電上采用了 LC 濾波。做好屏蔽和電源濾波后，降低了電源噪聲的影響。 該前置放大能將信號放大 7 倍左右（約 17dB），噪聲影響降低，達到了小信號低噪放大的目的。其電路圖如圖 61 所示。 圖 61 MAX2650 低噪聲放大器 高頻課程設計指導書 14 輸入輸出 耦合 電容的選取 輸入輸出耦合電容 1C 、 2C 的取值 5 3 0 0 5 3 0 0 1 9 3 2 0 0( ) 2 7 . 5B l o c kC p F p Ff M H z? ? ?