低噪聲放大器畢業設計(編輯修改稿)

　

【文章內容簡介】 噪聲放大管的主要要求是高增益和低噪聲以及足夠的動態范圍，目前雙極型低噪聲管的工作頻率可以達到幾個千兆噪聲系數為幾個分貝，而砷化鎵小信號的場效應管的工作頻率更高，噪聲系數可在 1 分貝以下。 我們在選取低噪聲放大器管通常可以從以下幾個方面進行考慮： 1） 微波低噪聲管的噪聲系數足夠小工作頻段足夠高，晶體管的 fT 一般要比工作頻率高 4 倍以上，現在 PHEMT 場效應管的噪聲系數在 2GHz 可在 左右，工作頻率高端可達到 6GHz。 2）微波低噪聲管要有足夠高的增益和高的動態范圍 ,一般要求放大器工作增益大于 10dB 以上 , 當輸入信號達到系統最大值時由放大器非線性引起的交調產物小于系統本底噪聲，對于 ZXPCS 大基站項目由于最大輸入信號小于 44dBm，考慮到放大器 13dB 左右增益，我們選取了 ATF34143 場效應管它的增益可達15dB， OIP3 為 30dBm左右。 輸入輸出匹配電路的設計原則 對于單級晶體管放大器的噪聲系數，可以將 表達式 ? ?222m in 1 14s opts optN F R? ? ??? ? ? (29) 化成一個圓的表達式，即等噪聲系數圓。圓上每一點代表一個能產生恒定噪聲系數 NF 的源反射系數。如要獲得需要的噪聲系數，只要在圓圖上畫出對應于這個噪聲系數的圓，然后將源阻抗匹配到這個圓上的一個點就行了。實際設計中由于要兼顧到放大器的增益，通常我們不取最小噪聲系數。在對放大器進行單項化設計時（假定 S12＝ 0），轉移功率增益 GT可以由如下公式表示 ： GT=G0G1G2 （ 211） . . 其中 G0= 211S ， G1 = 2211 1111 S????， G2= 2222 2211 S???? ， 對于特定的晶體管 S1 S22是確定的，不同的源反射系數Γ 1 和負載反射系數Γ 2 ，可以構成恒定增益圓，設計時只須將源和負載反射系數分別匹配到相應的圓上，便能得到相應的增益。將恒定增益圓與等噪聲系數圓結合起來設計，便能得到比較理想的結果。另外設計中還要注意增益平坦設計主要是高端共軛匹配，低端校正，一般還需在多個中間頻率上進行增益規定性校驗，在高頻應用時由于微波晶體管本身的增益 一般隨著頻率的升高而降低，為了保證電路在低頻率段的增益恒定和穩定性可以 考慮在輸入輸出端采用高通匹配方式。 在以上的討論中我們忽略了晶體管的反向傳輸系數，實際中微波場效應晶體管和雙極性晶體管都存在內部反饋，微波管的 S12就表示內部反饋量，它是電壓波的反向傳輸系數。 S12 越大，內部反饋越強，反饋量達到一定強度時，將會引起放大器穩定性變壞，甚至產生自激振蕩。微波管的 S21代表電壓波的正向傳輸系數，也就是放大倍數。 S21 越大，則放大以后的功率越強。在同樣的反饋系數S12 的情況下， S21 越大當然反饋的功率也越 強，因此 S21 也影響放大器的穩定性。 一個微波管的射頻絕對穩定條件是 ： 22 21 1 2 21 2 2 11 2SSSS ?? （ △ =|S11*S22S12*S21| ） （ 212） 2 12 2111 1S S S?? ， 2 12 2122 1S S S?? K 稱為穩定性判別系數， K 大于 1 是穩定狀態，只有當式中的三個條件都滿足時，才能保證放大器是絕對穩定的。實際設計時為了保證低噪聲放大器穩定工作還要注意使放大器避開潛在不穩定區。 為改善微波管自身穩定 性，有以下幾種方式： 1）串接阻抗負反饋 在 MESFET 的源極和地之間串接一個阻抗元件，從而構成負反饋電路。對于雙極晶體管則是在發射極經反饋元件接地。在實際的微波放大器電路中，電路尺寸很小，外接阻抗元件難以實現，因此反饋元件常用一段微帶線來代替，它相當于電感性元件的負反饋。 . . 2） 用鐵氧體隔離器 鐵氧體隔離器應該加在天線與放大器之間，假定鐵氧體隔離器的正向功率衰減微為 ?，反向功率衰減為 ?，且 ??1， ??1。則 ? ＝ 0??? ?0 為加隔離器前的反射系數， ? 為加隔離器后的反射系數。 用以改善穩定性的隔離器應該具有的特性是： (1) 頻帶必須很寬，要能夠覆蓋低噪聲放大器不穩定頻率范圍； (2) 反向隔離度并不要求太高； (3) 正向衰減只需保證工作頻帶之內有較小衰減，以免影響整機噪聲系數，而工作頻帶外，則沒有要求。 (4) 隔離器本身端口駐波比要小。 3）穩定衰減器 ? 型阻性衰減器是一種簡易可行的改善放大器穩定性的措施， 通常接在低 噪聲 放大器末級輸出口，有時也可以加在低噪聲放大器內的級間，由于衰減器是阻型衰減，不能加在輸入口或前級的級間，以免影響噪聲系數。在不少情況下，放大器輸出口潛在不穩定區較大，在輸出端加 ? 型阻性衰減器，對改善穩定性相當有效。 . . 第三章 低噪聲放大器的設計 放大器設計的主要流程 低噪聲放大管的選擇 低噪聲放大器 (LNA)是射頻微波電路接收前端的主要部分，由于他位于接收機的最前端，要求他的噪聲越小越好，但又要求有一定的增益，最小 噪聲和最大選擇晶體管 S 參數，噪聲參數，功率輸出，價格 計算 K 值 K1 計算 Gma k1 計算增益 Gma 在 TS和 TL 平面內畫出不穩定區 假設 S12=0，在頻率 f2設計 M1,M2 在穩定區令增益 Gma，在 f2設計 M1,M2 畫出 TS和 TL 多頻率的變化曲線，檢驗穩定性 設計直流偏置電路，在檢驗穩定性 安排整個放大器電路 核實可實現性 安排光刻 是 否 否 否 否 是 . . 增益一般不能同時滿足，獲取最小噪聲和最大功率是矛盾的，一般電路設計總是選擇折中的方案來達到設計的要求，以犧牲一定的增益來獲得最小噪聲，而在射頻微波通信電路中，需要處理微弱的射頻微波信號，因此，討論合適的低噪聲放大器電路的設計具有非常實際的意義。 對微波電路中應用的低噪聲放大管的主要要求是高增益和低噪聲以及足夠的動態范圍，目前雙極型低噪聲管的工作頻率可以達到幾個千兆噪聲系數為幾個分貝，而砷化鎵小信號的場效應管的工作頻率更高，噪聲系數可在 1 分貝以下。 我們在選取低噪聲放大器管通常可以從以下幾個方面 進行考慮： 1） 微波低噪聲管的噪聲系數足夠小工作頻段足夠高，晶體管的 fT 一般要比工作頻率高 4 倍以上，現在 PHEMT 場效應管的噪聲系數在 2GHz 可在 左右， 工作頻率高端可達到 6GHz。 2）微波低噪聲管要有足夠高的增益和高的動態范圍 ,一般要求放大器工作增益大于 10dB 以上 , 當輸入信號達到系統最大值時由放大器非線性引起的交調產物小于系統本底噪聲，對于 ZXPCS 大基站項目由于最大輸入信號小于 44dBm，考慮到放大器 13dB 左右增益，我們選取了 ATF34143 場效應管它的增益可達15dB， OIP3 為 30dBm左右。 安捷倫公司的 ATF54143 是一種增強型偽高電子遷移率晶體管 (EpHEMT)，不需要負柵極電壓，與耗盡型管相比較，可以簡化排版而且減少零件數，該晶體管最顯著的特點是低噪聲，并具有高增益、高線性度等特性，他特別適用于工作頻率范圍在 450 MHz～ 6 GHz 之間的蜂窩／ PCS／ wCDMA基站、無線本地環路、固定無線接入和其他高性能應用中的第一 階和第二階前段低噪聲放大器電路中。 本設計采用安捷倫公司的 ATF54143， ATF54143 是一種增強型偽高電子遷移率晶體管 (EpHEMT)，具有噪聲低，增益高，線性范圍大等特點，是做 2GHz 頻率低噪聲放大器的很好的選擇。查閱 ATF54143 的 data sheet 文件可知它的封裝模型： 與典型的 DpHEMT 不同 ,ATF45143 并不需要在門級上加負電壓偏置 , 而是在門級加正電壓偏置。因此 ,atf54143 的偏置電路更像是雙極型晶體管的偏置電路。但是與一般的雙極型晶體管不同 ,它的偏置電壓不是 ,而是工作在大約。 其封裝模型如圖 所示。 . . 圖 ATF54143的封裝模型 ATF54143 的特征： 1. 高線性 度 2. 增強型技術 3. 低噪聲系數 4. 優異的穩定性 5. 800 微米柵極寬度 6. 低成本的表面小封裝 SOT_343 7. 帶盤式包裝選擇 在本設計中選用的典型工作點為： VDS=3V,IDS=60mA。 穩定性計算 穩定判別公式： 22 21 1 2 21 2 2 11 2SSSS ?? （ △ =|S11*S22S12*S21| ） （ 31） 查看 Data sheet 計算出在 f= 附近時的 K 值，此時管子的 S 參數如下： S11=* S12=+j* S21=+j* S22=* K=， K1， 可知該管子在該頻率附近不是絕對穩定的， 由于 AFT54143 在工作頻段內不是絕對穩定的，為了提高放大器的穩定性， 可以 在輸出端并聯一個. . 100Ω 的電阻。為確保 ATF54143 在盡可能寬的頻帶內保持穩定，這里采取源極引入串聯感性反饋的方法，電感采用一段很細的微帶線來代替 。 在源極串聯電感后，可以增加晶體管雙端口網絡輸入阻抗的實部，而虛部基本保持不變，使其逐漸與最佳噪聲匹配的阻抗重合；另一方面，增加一個無源元件不會使晶體管的噪聲 性能惡化其反饋量對于帶內帶外的電路增益、平穩性和輸入輸出回波損耗有著巨大的作用 。 在實際電路源端電感要做適量的調節。放大器 PCB 板的設計考慮到源端的電感量是變化的。當每個源端與微帶相連時，沿著微帶線的任何一點都可以連接到地端，要得到最低的電感值，只需在距元件源端最近的點上將源端焊盤與地端相連，并只有非常短的一段蝕刻。放大器的每一段源端蝕刻與相應的地端相連的長度大約有 0． 05 英寸 (是從源端邊緣與其最近的第一個地過孔邊緣間測得 )，剩余并末使用的源端蝕刻可切斷除去。通常，過大的源極電感量值所帶來的邊緣效應表現為超 高頻端的增益值出現峰化及整體的合成振蕩。為避免這種情況，在初始 LNA 的設計原型階段，盡量準確地確定源端電感的量值，并且仿真中也要調節源端電感量的大小，找出最優值優化 LNA 性能。 輸入輸出匹配電路電路設計 射頻輸入端匹配在低噪聲放大器設計中通常都起著關鍵性的作用。其不僅僅被用于獲得低的噪聲系數，同時它還可以用于獲得更高的 IIP3，更高的增益以及輸入回波損耗。另外，由于在某些收發信機系統中在低噪聲放大器前面通常會有一個濾波器，差的低噪聲放大器輸入回波損耗會惡化濾波器的性能，從而影響整個系統的性 能。因此，輸入端匹配的目的就是在保持較好的增益和 IIP3 的同時獲取更好的回波損耗和噪聲系數。 由于 ATF54143 管子在工作頻帶內的良好的低噪聲系數性能，在 NF 條件下可以在設計輸入匹配中選用共軛匹配，所以在本低噪聲放大器中選用共軛匹配的輸入網路。 輸出匹配網絡一般是為獲得最大功率和最低駐波比而設計，故在次設計中我們采用輸出共軛匹配網絡。 . . 偏置電路 射頻有源電路通常都需要提供直流供電網絡，使射頻有源器件能工作在特定的電壓電流下，在晶體管放大電路中，偏置電路為晶體管提供合適的靜態工作點，如果 偏置電路設計不當，會影響電路的功率增益、噪聲系數，甚至會導致放大電路的不穩定。 安捷倫公司的 ATF54143 是一種增強型偽高電子遷移率晶體管 (EpHEMT)，不需要負柵極電壓，與耗盡型管相比較，可以簡化排版而且減少零件數 ，在此設計中柵極和漏極采用同一電源提供工作電壓。 直流偏置電路為放大器提供合適的電壓和電流，使得晶體管工作于要求的靜態工作點，并在晶體管參數和溫度變化的范圍內，保持靜態工作點的恒定。根據 器件 特性選擇最佳條件，這里選取 ATF54143 的典型直流工作點參數： Vds=3V，Ids=60mA；偏置 的方式采用了電阻偏置，它有較好的溫度穩定性。其中 Vdc 是饋電電壓，其值選 5V； Vds 是 ATF54143 的漏源工作電壓，大小為 3V； Ids是 ATF54143靜態工作點所需的漏極電流，大小為 60mA。當 Vgs=0V， 漏極只有少量的電流通過，只有當 Vgs≧ Vto（柵極門電壓）時漏極才有電流通過。當 Vds=3V， Vgs=時，漏極電流約 60mA。在 data sheet 中已經標出最小和最大的 Vgs 電壓。通過電路分壓，從饋電電壓 Vdc 分別使 Vds=3V， Vgs=，實現 ATF54143 工作于工作點。 電路中需要注意的一些問題 在低噪聲放大器的設計中，應充分考慮整個接收機的動態范圍，以免在接收機后級造成嚴重的非線性失真，一般應選擇低噪聲放大器的輸入三階交調點 IIP3較高一點，至少比最大輸入信號高 30dB，以免大信號輸入時產生非線性失真。 在以上的討論中我們忽略了晶體