車載逆變電源畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書(編輯修改稿)

　

【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 有濾波網(wǎng)絡(luò)，無法對(duì)我們所需要的 50Hz 的頻率進(jìn)行濾取，電路體積較大等，不能符合我們畢業(yè)設(shè)計(jì)的要求。 方案 3相對(duì)于 1， 2 兩種方案來說，電路設(shè)計(jì)合理，在電路中采用了中間直流環(huán)節(jié)的高頻變壓器式逆變電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，它由高頻逆變，高頻變壓器升壓，整流濾波，高頻 SPWM 逆變和輸出濾波，可以滿足我們?cè)O(shè)計(jì)所需要的要求，所以方案 3 是我們這次設(shè)計(jì)的最佳方案。 本次逆變電源的設(shè)計(jì)主要內(nèi)容包括： 1) 直流 /直流變換電路的設(shè)計(jì)； 2) 直流 /交流變換電路的設(shè)計(jì)； 3) 直流 /直流變換控制保護(hù)電路的設(shè)計(jì)； 4) 直流 /交流變換控制保護(hù)電路的設(shè)計(jì)； 3 整體電路設(shè)計(jì) 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 9 逆變電源整體框圖 該設(shè)計(jì)電路的整體方框圖如圖 31。該電路由 12V 直流輸入以及輸入過壓保護(hù)電路、輸入欠壓保護(hù)電路、電源過熱保護(hù)電路、輸出過壓保護(hù)電路、輸出過流保護(hù)電路、逆變電路 I、 320V/50KHz 整流濾波、逆變電路 II、濾波電路等組成。逆變電路Ⅰ又包括頻率產(chǎn)生電路、直流變換電路 (DC/DC)將 12V 直流轉(zhuǎn)換成 320V直流、交流變換電路 (DC/AC)將 320V直流變換為 220V 交流。其中輸入過壓、欠壓保護(hù)電路、輸出過壓、過流保護(hù)電路、過熱保護(hù)電路構(gòu)成整個(gè)電路的保護(hù)電路。一旦輸入電壓出現(xiàn)過大或者過小時(shí)，保護(hù)電路立即啟動(dòng)，然后停止逆變電路 I的工作。過熱保護(hù) 電路是當(dāng)電路工作溫度過高時(shí)，啟動(dòng)保護(hù)使逆變電路 I停止工作。輸出過壓保護(hù)電路和輸出過流保護(hù)電路與逆變電路 II 構(gòu)成反饋回路，一旦電路輸出異常則停止逆變電路 II 的工作。 圖 31 整機(jī)原理方框圖 逆變電路 I 原理如圖 32 所示。此電路的主要功能是將 12V 直流電轉(zhuǎn)換為320V/50KHz 的交流電。該部分電路主要是用一塊 TL494 芯片，通過輸出 50K 的脈沖來控制開關(guān)管的交替導(dǎo)通，進(jìn)而產(chǎn)生 50K 的高頻交流電。此高頻交流電通過開關(guān)變壓器升壓為 320V/50K 的高頻交 流電。 逆變Ⅰ 整流濾波 12V/DC 逆 變Ⅱ 輸出過流保護(hù) 輸出過壓保護(hù) 輸 入 過 壓 保護(hù)、過熱保護(hù) 輸入欠壓保護(hù) 輸 出 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 10 圖 32 逆變 I 電路原理方框圖 逆變電路 Ⅱ 的框圖如圖 33 所示。此電路的主要功能是將 320V 直流電轉(zhuǎn)換為 220V/50Hz 的交流電。 圖 33 逆變 II 電路原理方框圖 電路工作原理 :在逆變電路 II中 320V/50HZ的高壓交流電經(jīng)過整流橋的整流濾波整流成為 320V 的高壓直流電。該高壓加在由四個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管結(jié)成的全橋電路兩端，場(chǎng)效應(yīng)管的導(dǎo)通或截止由柵極的狀 態(tài)控制。為了使逆變電源輸出準(zhǔn)正弦波，本設(shè)計(jì)采用正弦波脈沖調(diào)制（ SPWM），脈沖波的產(chǎn)生主要由脈沖調(diào)寬芯片 SG3525A來完成。根據(jù)芯片 SG3525A 的使用原理，先由集成函數(shù)發(fā)生芯片 ICL8038 產(chǎn)生50HZ 的正弦波信號(hào)，該正弦波分兩路輸出。因?yàn)?SG3525A 內(nèi)部的鋸齒波幅度位于 1V 至 之間，因而產(chǎn)生的正弦波一路經(jīng)相應(yīng)的處理后將其幅值調(diào)整至 1V至 3V 之間，然后輸入以 SG3525A，在芯片內(nèi)部通過與鋸齒波比較產(chǎn)生高頻的正弦波調(diào)寬脈沖。鋸齒波的頻率由芯片外接的震蕩電阻和震蕩電容決定，通常設(shè)置為幾十千赫茲。而 另一路正弦波則經(jīng)過處理轉(zhuǎn)化為 50HZ 的方波作為基準(zhǔn)信號(hào)，該基準(zhǔn)信號(hào)與 SG3525A 產(chǎn)生的高頻正弦波調(diào)寬脈沖輸入與門芯片，最后將與門的輸出信號(hào)輸入兩片場(chǎng)效應(yīng)管專用驅(qū)動(dòng)芯片 IR2110，再由 IR2110 輸出高頻的調(diào)寬脈沖以控制四個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管的交替導(dǎo)通，輸出的電壓在經(jīng)過 LC 工頻濾波后便可輸320V/50K 整流濾波 全橋電路 LC 濾波 50Hz 正弦波 電 路 驅(qū)動(dòng)芯片 IR2110 脈沖調(diào)寬芯 片 220V/50Hz 50KHz 推挽 電 路 12V/DC 推挽電路 變壓器 320V/50K 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 11 出穩(wěn)定的準(zhǔn)正弦波供負(fù)載使用 [5]。 脈寬調(diào)制技術(shù)及其原理 PWM 控制的基本原理 在采樣控制理論中有這樣一個(gè)重要的結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上，其效果相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說 的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如果把各輸出波形用傅立葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。如圖 31 a、 b、 c所示的三個(gè)窄脈沖形狀不同，其中 31 a 為矩形脈沖，圖 31 b 為三角形脈沖， 31 c 為正弦半波脈沖，但他們的面積都等于 1，那么，當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時(shí)，其輸出響應(yīng)基本相同。當(dāng)窄脈沖變?yōu)?31 d 的單位脈沖函數(shù) ? （ t）時(shí)，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過度函數(shù)。 圖 31 形狀不同而沖量相同的各種窄 脈沖 圖 32 a 的電路是一個(gè)具體的例子。圖中 u(t)為電壓窄脈沖，其形狀和面積分別如圖 31 a、 b、 c、 d 所示，為電路的輸入。該輸入加在可以看成慣性環(huán)節(jié)的 RL 電路上，設(shè)其電流 i(t)為電路的輸出。圖 32 b 給出了不同窄脈沖時(shí)i(t)的響應(yīng)波形。從波形可以看出，在 i(t)的上升段，脈沖形狀不同時(shí) i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各 i(t)波形的差異也越小。如果周期性地施加上上述脈沖，則響應(yīng) i(t)也是周期性的。用傅立葉級(jí)數(shù)分解后將可看出，各 i(t)在低頻段特性將非常接近，僅 在高頻段有所不同。上述原理可以稱為面積等效原理，它是 PWM 控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。現(xiàn)在我們來介紹下 PWM 波形和 SPWM 波形。 圖 32 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 12 PWM 波形：如圖 33 a 的正弦半波分成 N等份，就可以把正弦半波看成是由N 個(gè)劈刺相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ? /N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中 點(diǎn)和相應(yīng)正弦波部分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積相等，就得到圖 33 b 所示的脈沖序列。這就是 PWM 波形。可以看出，各脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)面積等效原理， PWM 波形和正弦半波是等效的。同樣對(duì)于正弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到 PWM 波形。 SPWM 波形：脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的 PWM 波形，稱為 SPWM（ Sinusoidal PWM）波形。 PWM 波形可以分為等幅 PWM 波和不等幅 PWM 波兩種。 圖 33 用 PWM 波代替正弦半波 .2 PWM 逆變電路 PWM 逆變電路可以分成電壓型和電流型兩種，但目前的實(shí)際應(yīng)用的 PWM 逆變電路幾乎都是電壓型電路，下面我們主要分析電壓型 PWM 逆變電路的控制方法。 計(jì)算法：根據(jù) PWM 控制的基本原理，如果給出了逆變電路的正弦波輸出頻率、幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)， PWM 波形中各脈沖的寬度間隔就可以準(zhǔn)確的計(jì)算出來。按照計(jì)算結(jié)果控制電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的 PWM波形。這種方法稱之為計(jì)算法。 調(diào)制法：即把希望輸出的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過信號(hào)波的調(diào)制得到所期望的 PWM 波形。通常采用等腰 三角波和鋸齒波作為載波，其中等腰三角波應(yīng)用最多。當(dāng)調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是 SPWM波形。 在實(shí)際中應(yīng)用的主要是調(diào)制法，下面結(jié)合一些具體的電路對(duì)這種方法作進(jìn)一步說明。 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 13 圖 34 是采用 IGBT 作為開關(guān)器件的單相橋式電壓型逆變電路。設(shè)負(fù)載為阻感負(fù)載，工作時(shí) V1 和 V2 的通斷狀態(tài)互補(bǔ)， V3 和 V4 的通斷狀態(tài)也互補(bǔ)。具體的控制規(guī)律如下：在輸出電壓 0u 的正半周，讓 V1 保持通態(tài)， V2 保持?jǐn)鄳B(tài)， V3 和V4 交替通斷。由于負(fù)載電流比電壓滯后，因此在電壓正半周，電流有一段區(qū) 間為正，一段區(qū)間為負(fù)。在負(fù)載電流為正的區(qū)， V1 和 V4 導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載電壓 0u 等于支流電壓 dU ； V4 關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過 V1 和 VD3 續(xù)流， 0u =0。在負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間，仍為 V1 和 V4 導(dǎo)通時(shí)，因 0i 為負(fù)，故 0i 實(shí)際上從 VD1 和 VD4 流過，仍有 0u = dU ； V4 關(guān)斷， 0i 從 V3 和 VD1 續(xù)流， 0u =0。這樣， 0u 總可以得到 dU 和零兩種電平。同樣，在 0u 的負(fù)半周，讓 V2 保持通態(tài)， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)， V3和 V4 交替通斷，負(fù)載電壓 0u 可以得到 dU 和零兩種電平。 圖 34 單相橋式 PWM 逆變電路 控制 V3 和 V4通斷的方法如圖 35 所示。調(diào)制信號(hào) ru 為正弦波，載波 cu 在 ru的正半周為正極性的三角波，在 ru 的負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。在 ru 和 cu 的交點(diǎn)時(shí)刻控制 IGBT 的通斷。在 ru 的正半周， V1保持通態(tài)， V2 保持?jǐn)鄳B(tài)，當(dāng) ru cu時(shí)使 V4 導(dǎo)通， V3 關(guān)斷， 0u = dU ；當(dāng) ru cu 時(shí)使 V4關(guān)斷， V3 導(dǎo)通， 0u =0。在 ru 的負(fù)半周， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)， V2保持通態(tài)，當(dāng) ru cu 時(shí)使 V3 導(dǎo)通， V4 關(guān)斷， 0u = dU ；當(dāng) ru cu 時(shí)使 V3 關(guān)斷， V4 導(dǎo)通， 0u =0。這樣，就得到了 SPWM 波形 0u 。圖中的虛線 ofu 表示 0u 中的基波分量。像這種在 ru 的半個(gè)周期內(nèi)三角波載波只在正極性或負(fù)極性一種極性范圍內(nèi)變 化，所得到的 PWM 波形也只在單個(gè)極性范圍變化的控制方法方式稱為單極性 PWM 控制方法。 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 14 圖 35 單極性 PWM 控制方式波形 和單極性 PWM 控制方式相對(duì)應(yīng)的是雙極性控制方式。圖 34 的單相橋式逆變電路在采用雙極性控制方式時(shí)的波形如圖 36所示。采用雙極性方式時(shí)，在 ru的半個(gè)周期內(nèi)，三角形載波不再是單極性的，而是有正有負(fù)，所得到的 PWM 波也是有正有負(fù)。在 ru 的一個(gè)周期內(nèi)，輸出的 PWM 波只有正負(fù) dU 兩種電平，而不象單極性控制時(shí)還有零電平。仍然在調(diào)制信號(hào) ru 和載波信號(hào) cu 的交點(diǎn)時(shí)刻控制各開關(guān)器件的通斷。在 ru 的正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。即當(dāng) ru cu時(shí)，給 V1 和 V4 以導(dǎo)通信號(hào)，給 V2 和 V3 以關(guān)斷信號(hào)，這時(shí)如 0i 0，則 V V4通，如果 0i 0，則 VD1 和 VD4 通，不管哪種情況都是輸出電壓 0u = dU 。當(dāng) ru cu 時(shí)，給 V2 和 V3以導(dǎo)通信號(hào)，給 V1 和 V4 以關(guān)斷信號(hào)，這時(shí) 0i 0，則 V2 和 V3通，如0i 0，則 CD2 和 VD3 通，不管哪種情況都是 0u = dU 。 圖 36 雙極性 PWM 控制方式波形 可以看出，單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采取雙極性調(diào)制，由于對(duì)開關(guān)器件通斷控制的規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。 正弦波脈寬調(diào)制技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 15 軟件生成法 由于微機(jī)技術(shù)的發(fā)展使得用軟件生成 SPWM 波形變得比較容易，因此，軟件生成法也就應(yīng)運(yùn)而生。軟件生成法其實(shí)就是用軟件來實(shí)現(xiàn)調(diào)制的方法，其有兩種基本算法，即 自然 采樣法和規(guī)則采樣法。 自然采樣法是以正弦波為調(diào)制波，等腰三角波為載波進(jìn)行比較，在兩個(gè)波形的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制開關(guān)器件的通斷，這就是自然采樣法。其優(yōu)點(diǎn)是所得 SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波與正弦波交點(diǎn)有任意性，脈沖中心在一個(gè)周期內(nèi)不等距，從而脈寬表達(dá)式是一個(gè)超越方程，計(jì)算繁瑣，難以實(shí)時(shí)控制。 規(guī)則 采樣法是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法，一般采用三角波作為載波。其原理就是用三角波對(duì)正弦波進(jìn)行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點(diǎn)時(shí)刻控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn) SPWM 法。當(dāng)三角波只在其頂點(diǎn) (或底點(diǎn) )位置對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期(即采樣周期 )內(nèi)的位置是對(duì)稱的，這種方法稱為對(duì)稱規(guī)則采樣。當(dāng)三角波既在其頂點(diǎn)又在底點(diǎn)時(shí)刻對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期 (此時(shí)為采樣周期的兩倍 )內(nèi)的位置一般并不對(duì)稱，這種方法稱為非對(duì)稱規(guī)則采樣 [7]。 規(guī)則采樣法是對(duì)自然采樣法的改進(jìn)，其主要優(yōu)點(diǎn)就是是計(jì)算簡(jiǎn)單，便于在線實(shí)時(shí)運(yùn)算，其中非對(duì)稱規(guī)則采樣法因階數(shù)多而更接近正弦。其缺點(diǎn)是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。 除上述兩種方法外，還有一種方法叫做等面積法。該方案實(shí)際上就是 SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后 計(jì)算 各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機(jī)中，通過查表的方式生成PWM 信號(hào)控制開關(guān)器件的通斷，以達(dá)到預(yù)期的目的。由于 此方法是以 SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點(diǎn)，可以準(zhǔn)確地計(jì)算出各開關(guān)器件的通斷時(shí)刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存